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為了保證系統的容量及互操作性，GSM系統規范對手機發射功率的精度、平坦度、發射頻譜純度以及帶外雜散信號進行了嚴格的規定，對手機射頻功率放大器功率控制環路的設計提出了很高的要求。本文介紹了功率反饋控制法和電流檢測反饋控制法，并對第一種方法給出了詳細的設計步驟。 GSM系統為時分多址(TDMA)系統，不同的用戶在時間軸上被分隔開，每個用戶在特定的一個時間間隔(時隙)內接收或發送信息。TDMA系統的該特性極大地提高了頻譜利用率，同時也對移動臺射頻前端的設計提出了極大的挑戰。GSM系統要求移動臺的發射機以突發方式工作，即只在規定的時隙內開機發送信息，而在其它時隙則處于關閉狀態。這種開關工作狀態會使發射頻譜內含有大量的雜散分量，嚴重影響其他用戶。為保證系統容量和互操作性，必須對移動臺發射機的指標提出要求，這在ETSI GSM 11.10系列規范中都有規定。 圖1 PVT 功率--時間模板 為了達到規范要求，移動臺發射機信號的上升沿和下降沿不能過于陡峭，而必須是一個緩升和緩降的過程，如圖1所示。圖中最上及最下兩條曲線稱為功率--時間模板，在測試時發射信號在每個時隙的功率--時間關系曲線不能超越這個模板，否則發射頻譜純度將不能滿足要求，或者會丟失發射信息。中間曲線為射頻功放的增益控制電壓，由系統控制單元給出，用以控制射頻輸出功率。這要求能對發射機中的射頻功率放大器實現精確的功率控制，同時，GSM移動臺發射機根據系統要求也要能工作于幾個功率等級上，這也要求精確的功率控制，為此必須采用反饋控制環路。實現功率控制的方法較多，比較常用的為輸出功率檢測反饋控制法，該方法直接檢測射頻輸出功率，通過反饋環路實現閉環功率控制。另外一種方法為電流檢測反饋控制法，它檢測末級功放管的電流，再通過反饋環路實現對輸出功率的控制。 輸出功率檢測反饋控制法 圖2 功率控制環路的數學模型 為便于分析，首先給出功率控制環路的數學模型，如圖2所示。 該反饋控制系統由五大部分組成： 1. 比較器：該部件負責比較由系統指令單元送出的控制信號SC與反饋信號SF之間的差別，并乘以增益Ks，給出誤差信號SE送到積分器， 2. 積分器：由以下的分析將會看出，加入積分器的目的是為了使輸出電壓Vo僅取決于SC和反饋增益KcKd，而與放大器增益Ka無關，從而改善環路控制特性。 3. 放大器：為射頻功率放大器，增益可隨外加控制電壓的變化而變化，增益為Ka。當外加控制電壓低于某一特定值Vthreshold時，放大器不導通，無輸出信號。 4. 耦合器：耦合器為一功率取樣部件，可將少量的射頻功率取出。增益為Kc=10[-CF/20]，其中CF稱為耦合系數。 5. 檢波器：檢波器負責將耦合器送來的射頻信號進行平均值檢波，得到對應的直流電壓SF作為反饋信號。檢波器的增益為Kd。 當控制環路閉合后，SC作為功率控制環路的一個輸入來設定輸出功率，Vo為功率放大器的輸出，耦合器將一部分射頻能量取出，經檢波器變為反饋信號SF，然后與SC經比較器處理得到誤差電壓SE，再經積分器得到功率放大器的控制電壓。這個過程可以表示為： Eq1 Eq2 Vo對時間的變化率可表示為：公式3 在穩態時dVo/dt=0，所以此時 Vo=SC/KdKc。這表明射頻輸出功率僅與控制電壓和反饋支路的增益有關，而與Ka無關，這就是帶有積分器的反饋控制環路的基本特性。 輸出功率檢測反饋控制電路設計 下面以圖3所示的實例來說明功率控制環路的詳細設計步驟。 在圖3中，D1、D2和R4組成雙肖特基二極管檢波電路，D1和D2配對使用可以補償溫度系數的影響，本例中檢波器的增益為0.45(-7dB)，可承受的輸入信號范圍為-20dBm--+20dBm。 R5、C3及U1A組成比較器和積分器，負責比較檢波器的輸出和控制信號SC，得出誤差電壓SE并積分。 圖中增益Kc=10[-CF/20]，其中CF為耦合系數。在整個環路的設計中，耦合器的選擇及積分器時間常數的確定比較關鍵，前者選擇不當會使耦合信號的幅度超出檢波器工作的動態范圍，而后者決定了環路是否能在規定的時間內完成開機鎖定。GSM規范要求移動臺的最小功率等級為5dBm，最大為33dBm(以上值均為天線處測量值)。而本實例電路中檢波器能檢測的最小功率為-20dBm，最大功率為20dBm。在功率控制環路開始工作的初始階段，系統控制單元必須先給出一個較小的功率控制信號，使環路完成鎖定，進入跟蹤狀態。這個初始功率控制信號稱為Vpedestal。Vpedestal不能太大，GSM規范指出該值應比最小功率等級低1-6dB，這里選4dB進行計算： Vpedestal=(Pmin+Loss)-Pmargin=(5dBm+1dB)-4dB=2dBm 其中Loss為功率放大器后接器件插入損耗。為了不使反饋的射頻信號低于檢波器的最低可檢測功率，耦合器的耦合系數應留有余量，這里取余量安全因素(Safety Factor)為3dB，綜合考慮以上因素，并在最壞情況下計算，可知： CF≤Ppedestal-Pmindet-Safety Factor = 2dBm-(-20dBm)-3dBm = 19dBm 同時為了不使檢波器過載： CF≥(Pmax+Loss)-Pmaxdet+Safety Factor =(33+1)dBm-20dBm+3dB =17dB 其中Pmax為移動臺最大發射功率等級(33dBm)，Pmaxdet與Pmindet分別為檢波器最大及最小可承受功率。 GSM規范同時對功率控制環路的鎖定時間提出了要求，見圖2。 在環路剛上電時，射頻功放由于其增益控制端的電壓沒有達到Vthreshold，因此功放無功率輸出，環路不閉合。這樣積分器的輸入就僅為SC，它需要一定時間進行初始化以便達到Vthreshold，使控制環路閉合。在開始的幾個微秒時間里，系統指令單元輸出一很小的電壓Vpedestal，積分器不斷對這個恒定電壓進行積分，直到達到Vthreshold，功放有輸出信號，使環路閉合，這時SC就可以走圖中所示的臺階狀曲線，直到達到穩定功率輸出為止。 從圖中可知，這一時間實際上就是Vpeddstal狀態持續的時間，規范中規定為8微秒。在這段時間中，環路必須利用給出的初始控制信號Vpedestal完成鎖定，這實際上對積分器時間常數的選取提出了要求。根據一階環路的特性，鎖定時間可由下式近似得到： Tlock=Vthreshold×C×R/Vpedestal 為加快環路的鎖定，可在積分器的輸出端加入“粗調”電壓Voffset，與積分器的輸出一起組成功率放大器的控制電壓，這是通過圖3中的U2A來實現的。此時環路鎖定時間變為： Tlock=(Vthreshold-Voffseet)×C×R/Vpedestal 電流檢測反饋控制 功率控制方法為電流反饋控制型，它是通過檢測末級功放管的電流來實現功率控制的，如圖4所示。 對應不同的輸出功率，射頻功放向電源索取不同的電流，從圖中可以看出，電流取樣電阻檢測電流的這種變化，作為反饋信息與SC比較并積分得到功放控制電壓，從而實現輸出功率的閉環控制。 該方法的好處是可以節省元器件(耦合器，檢波器及相關外圍器件)，并簡化系統設計。但由于該方法不是直接檢測輸出功率，射頻功放的電流與輸出功率的關系比較復雜，與很多時變因素有關，因此控制精度不及功率檢測法高。 本文小結 GSM規范11.10對移動臺發射機功率控制環路的精度，跟蹤速度和穩定性提出了很高的要求。目前，采用耦合器-檢波器的功率檢測法，是最常用也是性能最好、適用范圍最廣的一種功率控制方法。為了保證回路的性能，必須仔細考慮檢波器的動態范圍和熱穩定性、耦合器的選擇、積分器時間常數的選擇，以及加入“粗調”電壓等。 |
