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某伺服系統根據其應用需求，采用SA03作為功率放大器。要求其在0～10 V的控制信號作用下，能夠驅動25 V，20 A的直流電動機負載。因此濾波電路的穩定與效率對伺服系統的性能有著直接影響。SA03是高度集成的PWM功率放大器件，若作為PWM驅動系統必須設計相應的濾波電路。濾波電路的優化設計要充分考慮到SA03的技術特點和該伺服系統的應用環境。 1 PWM系統的拓撲結構 如圖1所示，PWM(脈沖寬度調制)放大器是一個復雜的系統，系統的核心是高度非線性調制和解調，它包含了極點和零點以及高次諧波和次諧波選擇的問題。低通功率濾波電路在系統中主要起兩個作用。 (1)對PWM輸出信號進行調制，首先PWM模塊將輸入信號轉換成對時間進行調制而幅度等于電源電壓的脈沖信號，PWM模塊內的全橋放大器一般都利用反相鎖存調制，當一個輸出為高，另一個輸出總是低。假如50％占空比，則意味著開關頻率的每個周期內高和低的時間相等，脈沖信號必須通過低通功率濾波電路解調后，才能到達負載端其信號值為零。 (2)低通功率濾波電路抑制通過時間調制的方波載波信號，在濾波電路的輸出端上可以得到遠低于PWM開關頻率的負載載波信號，事實上占空比不斷變化的PWM信號參雜了很多高頻毛刺成分，會嚴重干擾反饋電路的參數，同時過高的載波頻率可能會損壞負載本身。 2 PWM低通功率濾波電路的拓撲結構 2．1 低通功率濾波電路的結構選擇 PWM濾波電路通常是一個低通濾波器。不同類型的低通濾波器都有各自的優缺點，因此一般采用折衷的原則設計最佳的濾波器。主要特點是：通頻帶的平坦度、衰減率，相對于頻率的相位移，常見的有巴特沃斯、切比雪夫及貝塞耳濾波器。相比之下，巴特沃斯濾波器在通頻帶上有一個很好的平滑的響應曲線，而且在截止頻率以外有很好的衰減率，元件的變化對性能沒有很大的影響，因此它是一個性能比較好而且常用的濾波器，所以在設計中采用巴特沃斯濾波器。 以往關于濾波電路的設計，由于計算量大，過程復雜，往往既繁瑣又費時，還很可能得到一些不常見、不容易得到的器件結果。由于該系統采用的SA03作為脈沖寬度調制放大器，因此在設計中采用功率設計軟件以減少工作量，提高效率。Power Design是一個基于Microsoft Office Excel電子表格軟件，該軟件被廣泛應用到此設計中。 2．2 低通功率濾波電路的參數設定 如圖2所示，該PWM(SA03)驅動的負載為一個電動機，根據應用要求在功率設計軟件中，輸入相應的數據，該電動機電樞可等效為電阻(Rload)7 Ω和電感(Lload)100μH相串聯的負載網絡；驅動負載信號最大電壓為25 Vpk;SA03電源電壓(Vs)可通過軟件中的PWM Power表格分析設置合適的值，為28．5 V；由于SA03開關頻率Fsw為22．5 kHz，根據采樣定理，開關頻率與截止頻率保持10分頻，而信號頻率和截止頻率保持2分頻；DC的頻率一般可以認為是10 Hz，所以最小信號頻率Fmin設置為O．01 kHz，最大信號頻率Fmax設置為1 kHz，這兩個信號頻率的設定同時也決定著隨后頻率掃描的范圍值，截止頻率Futoff設置為2 kHz；在開關頻率上的紋波峰值電壓Vripple為0.05 V。 如圖3所示，功率設計軟件自動計算在開關頻率下最大紋波和電源電壓比值，并轉換成dB衰減比，然后根據開關頻率和截止頻率的數值，計算出濾波電路級數的推薦值，并采取四舍五入的方法求整N(recommended)。緊接著計算匹配網絡(Matching Network)的相關數值，目的是使濾波電路輸出端原來的電抗性負載現轉換為阻性負載。圖3提供了3種濾波電路拓撲結構的參數值，分別是雙電容濾波電路拓撲結構、單端接地濾波電路拓撲結構和分割電感濾波電路拓撲結構。如圖4所示，該設計采用的是分割電感濾波電路拓撲結構。 如圖5所示，由于實際所使用的電容類型不同可以導致寄生參數有所不同，可能會影響到濾波電路的輸出響應，所以必須根據實際使用的電容類型，設置相應精確的寄生參數值，圖5中寄生參數值采用的是默認塑料電容參考值。 3 PWM功率濾波電路性能分析 當所有PWM功率濾波電路參數設置合理后，軟件根據先前所設置的信號頻率范圍進行頻率掃描，其結果可提供進一步的性能分析。 如圖6所示，圖6(a)是Fmax設置為1 kHz的頻率掃描圖像，該濾波大約在0．72 kHz處出現尖峰，這是由于設置了匹配網絡而造成的，若取消匹配網絡則峰值消失，但濾波電路的終端需為純阻性負載，否則濾波電路的輸出響應不再是常數。圖 6(b)是當Fmax重新設置為1．5 kHz的頻率掃描圖像。圖6(c)是l．5 kHz取消匹配網絡的濾波衰減波特圖，此時雖無峰值，然而由于負載呈電抗性，1 kHz的衰減值已不是常數。 如圖7所示，以交流方式分析總體效率與頻率關系，效率即輸出有效功率與輸入有效功率之比，在掃描頻率段內效率僅2％的變化，大部分頻帶內仍有86．7％以上的效率。其中60 Hz左右的效率驟降是由于直流峰值功率向交流有效值功率的瞬態改變而引起的數學計算差。 如圖8所示，隨著頻率增加，負載上的視在功率增加的比例不大，通過其他圖表的研究，發現增加是由于負載上的電流和電壓隨著頻率有所增加，如果對最終輸出有很大影響的話，可以在電路中設置一個簡單的可調增益來補償該點。 如圖9所示，軟件可以通過頻率掃描分析計算各元件的應力值，圖中顯示了C1的3個峰值電壓，電容上的壓差是24．77pk，接地電容的峰值電壓是26.64 V和1.86 V。在這個設計中C1無需雙極性電容，但在某些設計中，峰值可能會出現負值，此時必須使用雙極性電容。 如圖10所示，濾波電路會帶來相位移。當反饋信號直接從PWM放大器的輸出端采樣時這常不是問題，然而在該伺服平臺設計中，反饋從濾波電路后面取，會引入相位移，影響系統的相角裕度，圖10顯示了負載中電壓和電流的相位移，如果對最終輸出有很大影響的話，可以增加Fmax和Fcutoff的分頻比例，相位移將會減小，除此之外減小濾波電路的級數也會減小相位移。 4 Multisim環境下的SPICE仿真 如圖11所示，根據功率設計軟件中的低通功率濾波電路元件參數值，在NI公司的MuItisim 10的環境下構建其相應的電路模型。 通過功率設計軟件和電路仿真軟件，從圖12和圖13可以清晰地發現，在截至頻率2 kHz處，未加寄生參數值的電路模型比加入默認塑料電容寄生參數值的電路模型有0.5 dB的誤差值。這也充分表明了功率設計軟件所使用Excel宏仿真分析與NI公司的Multisim環境下的Spice模型仿真分析，它們具有共性可互為依托。 若用于工業成品的仿真設計，勢必要根據元件手冊中的真實值，并通過選用合理的模型結構，同時要加入準確的寄生參數，否則可能導致最終設計結果與仿真結果有所出入。 5 結 語 實際上由于脈沖寬度調制放大系統中的低通功率濾波電路對頻率的敏感性，導致必須要反復進行修改，同時有目的根據折中原則更改一些電路參數，以提高低通功率濾波電路的部分性能，此外要根據實物類型設置合理并準確的寄生參數，以最終到達優化設計的目的。 |
