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1 引言 圖1所示為220V AC供電的三洋80P機芯電源，它早年曾廣泛使用在一些國內電視機中，其特點是：采用常規雙極型功率管，全分立元器件，電路簡單，成本低，但卻能滿足電視機基本穩壓要求，而且EMI噪音特少。其缺點是：動態反應較慢，AC/DC轉換效率稍低（最高只有80％），穩壓范圍較窄（只有VI±10％），而對負載變化的調整特性也沒有含光耦的第二代開關電源那么好。但作為全分立元器件的第一代開關電源，它的成本卻比第二代低15～20元左右，因此從性能/價格比看，在某些場合它還是很有用的。 最近為了適應北美彩電市場開發大路貨的要求，我們試將一個用于14″～21″CTV的三洋80P機芯電源改為用115V供電，同時又根據美國對STANDBY功耗 2 電路原理和特點 圖1實際上是一個單管反激型變換器，它由自激振蕩器，二次整流及穩壓反饋回路組成。 （1）自激振蕩器 圖2示出自激振蕩器電路部分。實驗發現此振蕩器正反饋系數極強，當VI為30V時便起振，隨著VI升高到80V左右，VO1在額定負載下很快達到設計值110V，如果不小心再提升VI，則會立即燒管。在實用上由于加入C912，Q901～Q903等穩壓反饋回路，它們同時分流了一部分Q904的激勵電流，從而保證了該電路穩定地工作在220VAC±10％輸入電壓范圍內。如果要改在115VAC工作，則首先要將偏置電阻R913適當減少，以保證Q904有足夠起振和負載能力。 （2）穩壓反饋機理 這里有三個穩壓反饋機理存在，它們是： ①變壓器初級穩壓繞組N3的作用。當輸出電壓VO1升高時，N3的感應電動勢也升高，經過D901，C910整流濾波后引起Q902Vb下降，Q902，Q903提前導通，C912的負壓并在Q904基極上，促使ton變小，抵消了VO1的升高，但由于C910存在，這是一個慢調整過程。 ②變壓器反饋繞組N2的作用。當輸出電壓VO1升高時，N2的感應電動勢也升高，使C912上的充電電壓略有提升，也會引起Q902Ve升高，其效果也促使ton變小，VO1下降。 ③R902，R905，C909的作用。這是一個快速的一周接著一周的穩壓過程。當VO1升高時，鋸齒形初級電流峰值加大，在R902上生成的負向鋸齒形電壓更負，并通過R905，C909支路耦合到Q902基極，使Vb下降（見圖3）。當Vb降到低于Ve約0.7V時，Q902，Q903提前導通，ton變小，有效地補償VO1的升高。 3 電路修改過程和實驗結果 （1）按照輸入范圍為100V～130VAC供電的要求，重新設計開關變壓器，其步驟如下： ●確定最大和最小直流輸入電壓VImax，VImin： 其中系數0.93，0.89是考慮橋式整流二極管以及輸入槽路中的損耗而加入的。 ●確定輸出功率PO： 因已知次級第一繞組輸出為： VO1=106V，IO1=0.58A 第二繞組輸出為： VO2=13V，IO2=0.5A 所以 PO=106×0.58＋13×0.5=61.5＋6.5≈68W ●確定輸入功率Pi： 假定效率η=80％,則有Pi=PO/η=85W ●選定最低工作頻率fmin及最大占空比Dmax 選fmin=22kHzDmax=0.47 ●求初級電流峰值I1p I1p=(2Po)/[(Vlmin)×(Dmax)]=(2×68)/(125×0.47)=2.3A ●求初級電感值Lp Lp=(Vlmin×Dmax)/(Ilp)×(fmin)=(125×0.47)/(2.3×22×103)=1.16mH ●確定磁芯型號 選EC42，磁材用PC30，查相關手冊得知其磁芯截面積Se=1.83cm2，窗口面積S=2.0cm2，該磁芯可允許的最大輸出功率為 Pomax=[(Se)/(0.2)] 2=(1.83/0.2) 2=83.7W 可見應用在本例PO=68W是足夠的。 ●求初級主繞組匝數N1 N1={(Lp×Ilp)/Se×[(BS-BR)/2]}×10 8 ={(1.16×10 -3×2.3)/1.83×[(3900-300)/2]}×10 8 =81匝 式中：BS為在100℃時最大飽和磁通密度，BS=3900Gs BR為在100℃時剩磁，查資料BR應為600Gs。考慮磁芯需要加入空氣隙以防止磁芯飽和，此時的BR值會大為減少，假定加空氣隙后的剩磁為300Gs（即原值1/2）。 ●求初級反饋繞組匝數N2 N2=V2/(VImin×N1)×(toff/ton)=(5.5/125)×81×[(1-0.47)/0.47]=4.02匝 取N2=4匝 ●求初級穩壓繞組匝數N3 N3=N3/(VImin×N1)×toff/ton=22/125×81×[(1-0.47)/0.47]=16.1匝 取N3=16匝 ●求次級主輸出（高壓）繞組的匝數N4 N4=Vo1/(VImin×N1)×toff/ton=106/125×81×[(1-0.47)/0.47]=77.4匝 取N4=77匝 ●求次級輔助輸出（伴音）繞組的匝數N5 N5=(Vo2/VImin)×N1×(toff/ton)=(13/125)×81×(0.53/0.47)=9.5匝 取N5=10匝 基于上述的計算得出新開關變壓器初步數據，但經試驗后，發現次級輸出電壓過高，后來將次級主輸出（高壓）繞組的匝數N4減到72匝，N5相應減到9匝，磁芯空隙為1.3mm（其他不變），則獲得很滿意的效果。 （2）在新開關變壓器的基礎上，重新調整元件數值如表1所示。 表1元器件參數調整值對照
（3）考慮到STANDBY功耗要小于6W的要求，為此加入一個小的115V/10V輔助變壓器T902，由它整流后單獨向機內微處理器提供＋5V直流電壓。在STANDBY期間，開關電源由輸入端繼電器斷開供電，只有＋5V輔助電源在工作，從而大大減小STANDBY功耗。 新的115VAC供電的開關電源電路如圖4所示，對此電源的測試結果如下： ●測試負載：20″彩色電視機 ●輸入市電范圍：100V～130VAC ●次級直流輸出：VO1=106V/0.53A，用于高壓行包等部分的供電。 VO2=13V/0.3A，用于伴音部分的供電。 ●輔助電源直流輸出：5V/0.1A，用于微處理器及繼電器控制電路供電。 ●輸入電壓調整率：當輸入市電由100V→130V時，ΔVO1=1.2V ●負載變化調整率：當畫面由白場轉換為黑場時（即IO1由0.53A→0.24A），ΔVO1=2.6V，但從面畫看，切換過程很迅速、穩定，畫面大小基本無改變，是可以接受的。 ●畫音抖動現象：不明顯，可接受。 ●開關工作頻率：21.7kHz～29.0kHz ●開關電源效率：η=81％ ●STANBY功耗：4W（決定于輔助電源） 4 電源調整小結 開關電源是一門實踐性很強的學科，設計之初可根據經驗及一般性原理進行，但真正解決問題還需要實驗調整。在調整中遇到的現象是錯綜復雜的，此時要抓主要矛盾，定出調整的先后步驟。在本例中，調整步驟如下： （1）在規定的輸入/輸出條件下，先調整振蕩開關管Q904使之具有足夠的功率輸出。方法是逐步減小R912及R913以增強管子增益及電路正反饋系數，測試初級電流I1P要足夠大，因為只有足夠大的I1P才能在較低的直流輸入電壓下驅動負載。 （2）調整穩壓控制支路Q901，Q902的周邊電阻，使Q902在ton時處于截止與臨界放大狀態之間，以增加對外來變化的反應靈敏度。 （3）加入R902，R905，C909限流反饋支路，進一步增強穩壓特性。 （4）減小R901值以適應大電流輸入，同時加入輔助電源電路。 |
