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采樣／保持電路是模數轉換器的重要組成部分，它的性能決定著整個A／D轉換器的性能。隨著科學技術的發展，系統對A／D轉換器的速度和精度要求越來越高，因此，設計一個高性能的采樣／保持電路就顯得尤為重要。 一般的采樣保持電路都是采用開關電容電路來實現的。由于MOS開關固有的電荷注入與時鐘饋通效應，采樣／保持電路一般難以得到理想的情況。盡管已經提出了許多技術和電路結構但是電荷注人和時鐘饋通效應所導致的非線性對電路性能的影響還是很大。 采樣／保持電路的另外一個設計難點在于運算放大器的設計。采樣／保持電路的精度決定于放大器的增益，高增益的運算放大器能夠保證采樣／保持電路達到很高的采樣精度。而采樣保持電路的速度則決定于運算放大器的帶寬，高帶寬的運算放大器能夠保證采樣／保持電路在很短的時間內達到所需的采樣精度。而運算放大器的增益和帶寬又是一種相互制約的關系。 本文介紹的采樣／保持電路采用全差分結構，并通過底板采樣技術有效的抑制電荷注入和時鐘饋通效應 它采用高性能的增益自舉運算放大器來減小由于有限增益和不完全建立帶來的誤差。該采樣／保持電路在3．3V的電源電壓下可實現60MHz的采樣頻率，其采樣精度可以達到10位以上，完全能適用流水線AD轉換器的采樣部分。 1 增益自舉運算放大器的設計 實際上，兩級運算放大器可能有較大的增益，但是帶寬卻很小，這樣就很容易導致較慢的反應速度。所以本文采用折疊式共源共柵增益自舉運算放大器。這種放大器既有較大的增益，又能滿足速度要求，同時，折疊式共源共柵電路還可以接成跟隨器的形式。由于該電路不需要外接復雜的共模反饋電路(CMFB)，因而可以降低功耗，并免去外加共模反饋電路對整個運算放大器速度的影響。圖1所示是增益自舉運算放大器的電路結構。 擺率Slew Rate(SR)是每個時鐘周期所允許的擾動時間。通常，采樣保持電路中對運算放大器的建立時間要求大約為時鐘周期的1／8，即要求運算放大器的輸出能夠驅動0．3 Vpp(Vpp為信號滿擺幅的一半)，因此，建立時間可以由以下公式估算，其中Ts是建立時間，fs是采樣頻率： 對于單位增益頻fT的估算，首先應計算出采樣／保持電路分別在采樣和保持狀態下的反饋系數Bt和Bh。假設信號在建立時間之后的1LSB之內出現，那么，所需精度P在N=10的時候為： 由采樣保持電路可知Bt≈1，Bh≈0．8。由此 可以得出： 此時若運算放大器的直流增益為A0，那么， 線性建立誤差系數為： 因為E必須小于1／2LSB，所以有： 開關電容電路中一般的相位裕度要求為60到75度之間。而電路設計中希望盡量做到線性建立，所以一般要求具有較大的相位裕度。但是，考慮到相位裕度與增益的矛盾，在折中考慮的情況下，本設計選擇的相位裕度為70度左右。 運算放大器的總增益同時得益于的增益提升放大器的應用。由于增益提升放大器會帶入額外的電容和極點，所以要求增益提升放大器的單位增益帶寬應盡量做大，這樣才能把它對整個放大器頻率特性的影響降到最小。因此，這里選擇一般的反向器作為增益提升電路。事實上，該提升電路結構也比較簡單，它即可以滿足電路對增益的要求，又可以達到滿意的單位增益帶寬。因而對整個電路的頻率性能不會產生很大的影響。 本設計讓晶體管NM4和NM5工作在線性區，這相當于一個壓控電阻的作用。晶體管的柵極連到運算放大器的輸出端。由于VOUTCM對V4比較敏感，而且隨著V4的增加，NM5和NM6的電流也將隨之增加，從而將導致共模電平的下降。而通過晶體管NM4和NM5則可糾正這個誤差。這就相當于在運算放大器的輸出端施加一個穩定的共模電平。 2 采樣開關的設計 AD轉換器和采樣／保持電路中通常都會用到很多的開關。因此，開關的大小、寬長比以及所影響到的電荷注入效應和時鐘饋通效應等都會直接影響到整個電路的性能。 開關的導通電阻是衡量一個開關特性好壞的重要指標。由MOS管的工作原理可知，其導通電阻RON是VGS的函數。對于一般的單個MOS管作為開關的情況，其實際的導通電阻可以通過以下等式得出： 由上式可以看出：開關的導通電阻與輸入信號Vgs是非線性關系。這一特性將在輸出信號中引入諧波失真，從而極大地影響到采樣電路的動態特性。本文采用的對稱CMOS開關由一個PMOS和NMOS晶體管組成。其電路如圖2所示。設計時，可將NMOS的柵極接高電位VDD，PMOS的柵極接低電位(零)，此時開關處于導通狀態。在對稱CMOS開關中，PMOS管和NMOS管的導電因子Kp和Kn是相同的。假設導通電阻的非線性特性可由下式來描述： 那么，從上式可以得出： 式中，I是通過開關的電流。假設一個正弦波加在開關的兩邊，則開關上的電壓為： 開關的三階效應會使電路的SFDR下降。由上式可知，三階效應是由最后一項產生的。R2為零即可消去這一項。而優化對稱CMOS晶體管的寬、長參數可以使R2為零，從而使對稱開關的導通電阻基本恒定且與輸入信號無關。在本設計工藝條件下，通過對開關的仿真可知，當PMOS管的寬長比是NMOS管寬長比的8倍時，開關的導通電阻較小且與輸入信號基本無關。 3 采樣保持電路設計 采用全差分采樣／保持電路的電路結構如圖3所示。它主要包括采樣／保持放大器和一些開關電路。該電路結構采用輸出端直接反饋到輸入端的方式，它不需要外加共模反饋電路。這樣可以減小電路復雜程度，有效地降低功耗，并可獲得更高的速度。 為了獲得更好的性能，此電路采用了底板采樣技術。傳統的采樣保持／電路采用的是電容上極板采樣。這種結構的采樣保持電路會引入額外的寄生電容，從而增加運算放大器的輸入電容，而這將大大降低運算放大器的帶寬，同時也增大了采樣與反饋電容值的失配，這些都會直接影響到采樣保持／電路的速度和精度。為此，本電路引入底板采樣技術，設計時可使用兩層多晶硅來實現。這樣不僅有效地消除了運算放大器的輸入電容，而且還能抑制來自襯底的噪聲。此外，該電路結構能夠有效地抑制時鐘饋通和電荷注入效應，減小電路復雜程度，有效減小寄生電容、降低電路的整體功耗。 4 性能仿真 筆者在Cadence仿真環境下，采用Charter公司0．35μm標準CMOS工藝庫對電路進行了仿真。圖4給出了增益自舉運算放大器在交流掃描下的增益和相位曲線。可以看出，該運算放大器的增益可以達到79dB，當負載電容為10 pF時，相位裕度為72°，建立時間為3．9 ns。可見，能很好的滿足采樣保持／電路對運算放大器的要求。 該采樣／保持電路的電源電壓為3．3 V，采樣頻率為60 MHz。圖5是該采樣／保持電路的瞬態特性曲線圖。實際上，對該電路的輸出波形進行離散傅立葉變換可得到低于－75 dB的信噪比。可見該采樣／保持電路具有很高的轉換精度。 5 結束語 本文介紹了一個高性能采樣／保持電路的設計方法。該電路采用全差分結構來減小時鐘饋通效應和電荷注入效應所帶來的誤差。開關部分使用優化的對稱CMOS開關來降低其導通電阻。運算放大器則使用折疊式增益自舉電路，以便在獲得較高增益的同時，得到較快的建立時間。版圖設計采用噪聲分析法來選擇合適的采樣電容，以提升整體電路的信噪比。仿真證明：該電路在3．3V電源下，其采樣頻率為60 MHz，并可達到10位以上的采樣精度，而電路的功耗僅1 2 mW。完全可以適用高速高精度流水線型A／D轉換器的需要。 |
