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逆變焊機技術經歷了近十年的發展，逐步替代了落后的工頻晶閘管整流技術而進入了高頻變換時代。在高頻變換技術進程中又走過了它的初級階段即硬開關PWM階段，于近年進入了它的第二階段，即軟開關PWM階段。 硬開關PWM變換器的拓撲結構簡單。技術成熟，適合批量生產。其主要芯片如TL494、UC3525等都比較穩定可靠，這都是目前逆變焊機硬開關PWM功率變換器仍得以廣泛應用的主要原因。 所謂硬開關PWM(脈沖寬度調制)，是指在功率變換過程中電子開關在開通和關斷的瞬間處于大電流或高電壓的工作條件，所以它的工件可靠性差、效率低、電磁干擾極為嚴重。 所謂軟開關技術，是指在功率變換技術中，就是在主開關器件關斷和導通的瞬間，實現其兩端電壓或電流為零的技術。也就是術語中常說的ZVS(零壓開關)和ZCS(零流開關)開關技術。軟開關PWM功率變換器技術足相對于硬開關PWM技術的一次革命性發展，它確實在相當程度上改善了電源產品的可靠性、效率、電磁干擾(EMI)三大基本性能。現在國內同行開發的大功率開關電源中大部分采用的是硬開關PWM控制方式，只有少量采用軟開關PWM，其軟開關PWM大都采用的是移相控制方式，采用控制芯片如UC3875、UC3879、UCC3895等，采用移相控制技術使功率器件的開關應力減少、開關損耗降低、從而提高了整機效率。然而、這種軟開關亦存在諸多不足和遺憾，如： (1)這種中、大功率移相控制軟開戈方式實現軟開關并不是全范圍的； (2)由于存在環流，開關管的導通損耗大，輕載時效率較低，特別是在占空比較小時，損耗更嚴重； (3)輸出整流二極管存在寄生振蕩； (4)為了實現滯后橋臂的ZVS，必須在電路中串聯電感，這就導致占空比丟失降低輸出能力，增大了原邊電流定額。 而且移相控制本身還有一個難以克服的缺點，即死區時間不好調整。當負載較重時，由于環流大，超前橋臂管上并聯的電容放電較快，因此實現零電壓導通比較容易，但當負載較輕時，超前橋臂開關管上并聯的電容放電很慢，超前橋臂的開關管必須延時較長時間后導通才能實現ZVS導通。 有缺陷就有發展，為此我們吸收傳統硬開關PWM功率變換器的拓撲結構簡單，可凋整點少、穩定可靠等優點；同時吸收移相控制軟開關PWM功率變換器重載易實現ZVS、ZCS的優點；推出新型大功率全橋軟開關(FB—ZVZCS)技術，使超前臂為恒頻調寬控制實現ZVS，滯后臂為恒頻恒寬控制實現ZCS。從而實現超前臂和滯后臂傘范圍的軟開關(FB—ZVZCS)，大大提高了大功牢開關電源產品的可靠性、效率、電磁干擾(EMI)三大指標。實現證明了這種控制方法非常優秀，可以說是對傳統硬開關大功率開關電源的一次革命。 1 全橋軟開關(FB—ZVZCS)逆變焊機 該大功率逆變焊機的脈沖檸制板的外形示意圖如圖l所示。該線路板共引出18個腳，線路板內是自主研制的模擬和數字電路組合，此電路能夠形成軟開關所需的驅動脈沖。 1.1 逆變焊機控制板 全橋軟開關(FB—ZVZCS)控制板內部簡圖如圖2所示。各引腳的功能介紹如下。 腳1接工作電源(UDD=12V或15V)； 腳2接工作電源的地； 腳3為基準電源(UREF=5V)； 腳4為電壓誤差放大器的反向輸入端； 腳5為電壓誤差放大器的同向輸入端； 腳6、腳ll接定時電容(CT1=CT2)； 腳7、腳12接定時電阻(RT1 2 逆變焊機的工作原理和波形 波形簡圖如圖4所示，左臂為超前橋臂，其上下兩支開關管的激勵信號為恒頻調寬的脈沖，右臂為滯后橋臂，其上下兩支開關管的激勵信號為恒頻恒寬的脈沖。下面我們把實現軟開關的過程作簡要分析。 2．1 初級狀態(t1，t2) S1和S4導通，此時變換器向次級負載輸出能量，這時的工作狀態與我們通常的硬開關PWM的工作方式一樣。 2.2 狀態2(t2，t3) S1關斷，S4維持導通，由于S1和S3上都并有電容(C1和C3)，因此S1關斷時，回路的電流并未同時截止，而是通過S4、L和T給C1充電，給C3放電，此時變換器繼續向次級負載輸出能量。A點電流經諧振電感L及變壓器T到達B點，如電感L的能量還未釋放完，則電流通過S3的體二級管續流，即S3的兩端電壓為零，為S3提供了零電壓開通的條件，S4關斷時，S4上的電流已近似為零，因此S4此時為零電流關斷。 2.3 狀態3(t3,t4) 此時S1、S2、S4均處于截止狀態，由于變壓器的漏感Ls(漏感非常小)使電路內還有一定能量，引起阻尼振蕩，其頻率與負載無關，只與L及S2和S4的分布電容(C1和C3)有關，由于C1和C3比S2和S4的分布電容大得多，因此這種振蕩只有在S2和S4的漏一源兩端上觀察到，在S1和S3的漏一源兩端上無振蕩。這種振蕩會增加S2和S4的損耗，對S1和S3無影響。為了降低在S2和S4上的損耗，滿足S2和S4在準零電壓狀態開通，只需滿足以下條件：T3=t4-t3=T／2，T為振蕩周期。如果T太小可以增大電感L，為使S2和S4安全工作不誤導通，應適當增大T3，這時可根據不同情況增大L，而C1和C3在滿足T2≥RC的情況下，應取得小一些，功率管采用MOSFET時，C1和C3一般取得1000～4700pF，功率管采用IGBT時C1和C3一般取大一些(10～20nF)。 經過上述3個狀態后變換器就完成了半個周期，后半周期與此相同。 2.4 狀態2和狀態3的時間設定 設計是否合理是實現軟開關和滿足最大占空比的關鍵。從前面的工作過程分析看出狀態2設得太大占空比就會減小，功率管的峰值電流會增大，次級整流二極管的反向耐壓就會提高，這樣就會增大功率管和二極管的損耗，高頻燥聲也會增大。因此，應盡量增大占空比，但如果狀態2設計小了，C1和C3不能充分充放電，S1和S3就不能實現零電壓開關，其損耗會增加，這是不允許的。狀態3時間的最佳值比較臨界，狀態3時間長了由于高頻振蕩會增大S2和S4的損耗，狀態3時間短了容易造成S2和S4瞬時短路，功率管采用MOSFET時，狀態3時間一般在300ns左右，功率器件采用IGBT時一般取大一些(300～600ns)。 3 逆變焊機驅動波形死區及前后沿設置 S1和S3及S2和S4驅動波形的死區設置，S1和S4或S3和S2波形的前后沿的相對位置的設置如圖5所示。 4 結語 實驗結果表明，設計出的大功率軟開關弧焊逆變器不僅體積小、重量輕、生產成本低，而且具有高效率和高可靠性，ICBT的開關損耗大大減小。該焊機的工藝性、可制造性、可維護性都達到了一個很高的水平。 |
