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1 引 言 在IEEE 802.11g物理層中。基帶處理器要處理3種不同的幀結構SSS_CCK(直接序列擴頻補碼鍵控)、OFDM(頻分復用)和DSSS_OFDM(直接序列擴頻正交頻分復用)。圖1顯示了這3種不同的幀結構。因此在設計接收機時，首先要考慮數(shù)據(jù)幀的檢測與判別問題，因為檢測算法的正確性與準確性就決定了整個接收機的性能上限。 因此在設計接收機時，必須考慮不同類型信號的檢測問題。在接收機前端，要先檢測到接收的信號，再判別是哪種前導格式，才能進行余下的處理。 2 802.11g標準的幀頭格式 在IEEE 802.11g標準中，其幀頭可以采用兩種形式中的一種：正交頻分復用(OFDM)類型和直接序列擴頻(DSSS)類型。 在OFDM類型的幀頭中，位于基帶信號最前端的是short preamhie前導信號，這是由10個相同的符號序列組成，一個符號的周期為0.8μs。每個符號序列由16個點構成，每個點都可以看成是有實部和虛部的復數(shù)，該幀頭字列以20 M速率發(fā)送。 在DSSS類型的幀頭中，前導信號以11 M速率發(fā)送，由多個同相或反相的符號周期地重復構成，周期為1μs。一個符號由11個點組成，每個點都可以看成是有實部和虛部的復數(shù)，前導(preamble)最基本的作用就是用來指示分組的到來，實際上對前導的檢測是接收的準備。設計檢測算法要考慮兩個方面的指標：有效性與可靠性。 首先，不能在有分組到達時候檢測不到，這就是所謂的丟幀，網絡質量會因此而下降。提高分組到來時的檢測率就是提高有效性。其次，不能在沒有分組到達到時做出錯誤的到達指示，或者將一種分組誤判無另外一種，引起網絡資源的浪費，為了防止這種情況的發(fā)生，就要提高檢測的可靠性。除了用來進行接收信號檢測，無線局域網設備還要利用preamble完成其他接收中的任務。比如在OFDM類型preamble情況下，接收機還要用他來進行自動增益控制(AGC)，頻偏估計等。 因此，preamble檢測必須在AGC調整的同時進行。AGC調整算法可以看作一個反復迭代的過程，目的是將信號幅度調整到A／D轉換器的轉換范圍之內，這就使得檢測算法的輸入信號幅度是在不停變化的，因此檢測算法必須能夠應對這種情況。 3 檢測算法 檢測信號最簡單的方法就是偵聽周圍環(huán)境中能量的增加，能量監(jiān)測器可以在模擬域也可以在數(shù)字域實現(xiàn)。可以設置一個門限，然后采用門限觸發(fā)方式來實現(xiàn)。這種方法可能會不實用，特別在11g這樣存在潛在噪聲的環(huán)境中。如果有許多其他信號存在并且接收機檢測設備的靈敏度非常高，則數(shù)字信號處理器件就會被頻繁地喚起，引起能耗增加。 一種好的辦法是利用preamble自身的周期性，這種性質可以抵抗無線環(huán)境中的所有損傷，可以通過自相關結構利用preamble的周期性。既然DSSS preamble與OFDM preamble都有嚴格定義的周期，接下來需要做的就是設計一種結構來尋找兩種周期。將接收到的采樣值與0.8 μs以及1μs之前的采樣值做比較，不管接收的是哪一種preamble，都會產生一個匹配。 兩種preamble周期的不同可以用來區(qū)分他們，為了提高檢測的可靠性，可以用好幾個周期。用4μs之內的采樣值會比較方便，因為正好包含了4個DSSS preamble周期，5個OFDM preamble周期。因此，延遲線結構的4μs之內的采樣值相關并將相關值與設定的門限做比較就構成了一個非常有效的區(qū)分兩種不同preamble的算法。 因為在相關檢測的同時，AGC正在調整接收信號的幅度，將信號的幅度限制在AD轉換器工作范圍之內。因此采樣幅度受AGC影響而變化，這樣做相關就會很難得到正確定判斷，所以不能簡單的進行抽樣值的相關。不過仍然存在簡單且節(jié)省能量的方法，可以用接收信號采樣值的符號位做相關，這實現(xiàn)起來很簡單，而且將被證明非常有效。 圖2為具體的電路實現(xiàn)是示意圖，將I，Q兩路采樣值的符號位組合成幅度，相位各不相同的復數(shù)，可以規(guī)定當采樣幅度大于或者等于零時，符號位設為-1，小于零時設為1。這樣一來，進行自相關的值就是實部與虛部為1或者-1的一系列值，這樣做是為了充分利用前導的周期性，測試結果也表明此種方法優(yōu)于將I路與Q路的符號位分開進行自相關。當頻偏50 ppm，多徑與其他損傷都一樣的情況下，信噪比7 dB，測得檢測錯誤率降低2／3。圖3為用兩種幀頭I，Q兩路采樣值的符號位組合成的復信號進行相關的結果，可以清楚地看出，因為周期的不同，出現(xiàn)峰值的位置也不同，可以由此分辨出不同的幀頭。 4 性能評估 既然發(fā)送的preamble是嚴格定義好的，所以是否能夠正確接收取決于信號在發(fā)射機與接收機之間遇到的損傷。比如頻偏，多徑以及噪聲都使得preamble難以辨別。所以檢測算法必須要考慮這些損傷。 頻偏的影響使得信號的頻譜發(fā)生搬移，也可以看作時域的旋轉。多徑可以看作原始信號的幾個拷貝以不同的幅度與相位疊加在一起，在一些情況下，這些因素已經使得信號難以辨別。在極端接收情況下，熱噪聲的幅度可以和有用信號差不多大，使得信號非常難以辨別。所有這些損傷都源自802.11協(xié)議的自然屬性，所以不能預見也不能消除。 上述提到的信號損傷只是純的WLAN環(huán)境下存在的，如果考慮相同頻帶的微波爐、藍牙、無繩電話以及許多其他信號的影響，這些干擾信號都能夠使得WIAN的preamble檢測失敗。 經過測試發(fā)現(xiàn)，各種不利因素中，只有當頻偏比較大時，檢測的性能才會嚴重惡化，其他的諸如多徑、采樣偏差以及噪聲對性能的影響都是很小的，可以說算法對這些因素來說是健壯的，經過下面的分析將會揭示其中的原因。 假設發(fā)送的信號沒有任何偏差的接收，采樣值必定為嚴格滿足周期性的，表示為：A1ejβ1，A2ejβ2，…，A16ejβ16，A1ejβ1，A2ejβ2，…，A16ejβ16，…(以OFDM preamble為例，20 M采樣時，每16個采樣點為一周期)，因為可以只取他們的符號位做相關，所以幅度上的誤差不會影響性能，而相位的劇變則是致命的。 噪聲只是混雜在有用信號中，使得信號難以分辨，并不能影響信號本身的幅度與相位，測試發(fā)現(xiàn)，當信噪比在3 dB以上時，噪聲對檢測算法的影響就很微小了。 采樣時刻偏差同樣不能惡化算法性能，假設存在采樣偏差，使得采樣時刻比標準時刻延遲了一個點，但是采樣點的周期性依然保持，沒有受到任何影響，20 m采樣時鐘下，OFDM preamble依然是16個點為一個周期。同理，DSSS也是如此。下面再來看看多徑效應對算法的影響，以OFDM preamble為例，20 MHz采樣時，每16個采樣點為一周期，第k個周期的采樣點可以表示為： 假設信號存在3個獨立的傳播路徑，在3個不同的時刻到達，不失一般性，假設3條路徑分別延遲一個采樣點。 第一條路徑到達的信號在一個周期內可以表示為： 第二，第三路徑分別為： 三條路徑接收的信號矢量相加，就是接收機接收到的信號，因為分信號的周期相同，所以復合信號依然保持了周期性，所以多徑效應對本檢測算法的影響不大，實際的仿真結果也驗證了這一結論。 最后再來看載波頻率偏差(CFO)對算法的影響。攜帶信息的載波信號可以表示為： 而當有了載波偏差以后，信號變?yōu)椋?br /> 所以上述的例子經變頻、采樣后會產生相位偏差，第n個采樣點的相位偏差為： 11g標準中允許的發(fā)射機與接收機頻偏范圍均為+25 ppm，也就是發(fā)射機與接收機最大可能頻偏為±50 ppm，在此條件下經過一個周期16個采樣點后，相位相差： 可以看出相差較大，符號位的周期性會因此而惡化。 如果直接取接收信號符號位做相關，其性能會比較差，載波頻率偏差會對其判定的性能產生較大影響，例如在50 ppm載波偏差情況下，低信噪比時，檢測的錯誤率就比較大，如圖4所示。 5 改進措施 通過進一步測試可以得出結論，頻偏超過40 ppm，對算法的影響可以說是比較大的，必須要找到合適的辦法對付頻偏大影響。 仔細研究測試結果發(fā)現(xiàn)，頻偏在30 ppm時的性能比50 ppm時有了大幅度的提高，完全可以接受，由此得到啟發(fā)，對算法做如下修正： 將采樣值得符號位復信號分為兩路，分別進行相位補償，一路補償25 ppm頻偏造成的相位偏差，一路補償-25 ppm造成的相位偏差，這樣一來，總有一路信號的相位偏差在±25 ppm之內。再對兩路經過補償?shù)姆栁恍盘栠M行相關、門限比較等操作。如圖5所示。 對上述檢測方法做一點改進，首先對接收信號進行調制，分別將接收信號的調制到25 ppm和-25 ppm，然后分別將這兩路信號，用上述方法分別檢測，只要有一路檢測達到標準，即可判定接收信號的幀頭是這種類型的幀頭，電路結構見圖3。檢測的錯誤率如圖6所示，可以看出，經過這樣的改進后，判定的錯誤率大大減小。 6 結 語 本設計的主要目的是利用11g中兩種不同preamble的周期不同把他們在幾個周期內檢測判別出來，為了應對AGC的影響，降低實現(xiàn)的復雜度，又巧妙地利用了采樣值的符號位進行自相關判決。此外，為了消除大的載波頻率偏差的影響，又將信號采樣結果人為地添加了不同的載波頻偏，再做相關判決，取得了很好的效果，使得算法完全可以用于在IEEE 802.11g的幀類型檢測。 |
