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大多數(shù)存儲器接口都是源同步接口，從外部存儲器器件傳出的數(shù)據(jù)和時鐘/ 選通脈沖是邊沿對齊的。在 Virtex-4 器件采集這一數(shù)據(jù)，需要延遲時鐘/ 選通脈沖或數(shù)據(jù)。利用直接時鐘控制技術，數(shù)據(jù)經(jīng)延遲，并與內(nèi)部 FPGA 時鐘實現(xiàn)中心對齊。在這個方案中，內(nèi)部 FPGA時鐘采集傳出的數(shù)據(jù)。存儲器傳出的時鐘/ 選通脈沖用于決定與數(shù)據(jù)位相關的延遲值。因此，與選通脈沖相關的數(shù)據(jù)位的數(shù)量不受限制。由于無需將選通脈沖分配給相關數(shù)據(jù)位，所以不需要其他時鐘資源。 時鐘/ 選通脈沖和數(shù)據(jù)位使用的 Virtex-4 資源是一條 64-tap 絕對延遲線。該 64-tap 絕對延遲線可利用 IDELAY 和 IDELAYCTRL primitive 實現(xiàn)。時鐘/ 選通脈沖和數(shù)據(jù)位均通過此 64-tap絕對延遲線來布線。雖然選通脈沖不 用于采集數(shù)據(jù)，但它用于確定數(shù)據(jù)與內(nèi)部 FPGA 時鐘實現(xiàn)中心對齊所需的 tap 數(shù)量。以下部分將詳細解釋直接時鐘控制技術方案的設計及實現(xiàn)。 選通脈沖邊沿檢測 與時鐘/ 選通脈沖相關的數(shù)據(jù)位的延遲值就是內(nèi)部 FPGA 時鐘上升沿與時鐘/ 選通脈沖中心之間的相位差。假設時鐘/ 選通脈沖和數(shù)據(jù)實現(xiàn)了邊沿對齊。要確定這個相位差，時鐘/ 選通脈沖通過 IOB 內(nèi)的 64-tap 絕對延遲線輸入，并利用內(nèi)部 FPGA 時鐘在增量 tap 輸出端對其進行采樣。 要確定時鐘/ 選通脈沖的中心，至少需要檢測到時鐘/ 選通脈沖的兩個邊沿或轉(zhuǎn)換。檢測出第二次轉(zhuǎn)換所需的 tap 數(shù)（即第二個邊沿的 tap）和檢測出第一次轉(zhuǎn)換所需的 tap 數(shù)（即第一個邊沿的 tap）之差，即為時鐘/ 選通脈沖寬度。這個差值的二分之一就是脈沖中心（即脈沖中心的 tap）。從內(nèi)部 FPGA 時鐘上升沿到時鐘/ 選通脈沖中心之間的 tap 數(shù)，即為第一個邊沿的tap 數(shù)與脈沖中心的 tap 數(shù)之和。 表1 描述了各類 tap 數(shù)量。 圖1 說明了通過使數(shù)據(jù)延遲相應的 tap 數(shù)，讓數(shù)據(jù)與內(nèi)部 FPGA 時鐘實現(xiàn)中心對齊的兩種情況。第 1 種情況所示為，由于時鐘/ 選通脈沖的下降沿是被檢測到的第一個邊沿，因此內(nèi)部FPGA 時鐘的上升沿位于延遲數(shù)據(jù)的中心。第 2 種情況所示為，由于時鐘/ 選通脈沖的上升沿是檢測到的第一個邊沿，因此內(nèi)部 FPGA 時鐘下降沿位于延遲數(shù)據(jù)的中心。 實現(xiàn)選通脈沖邊沿檢測 由于具有專用的 IDELAY 和 IDELAY_CTRL 電路，所以可以輕松地在 Virtex-4 器件中實現(xiàn)確定延遲值的電路。實現(xiàn)確定延遲值電路的結構圖如圖2 所示。 利用一個簡單的算法檢測存儲器時鐘/ 選通脈沖的邊沿。將初始值為 0 的時鐘/ 選通脈沖輸入IDELAY 模塊。時鐘/ 選通脈沖將不停地增加 1 tap 的延遲，直到檢測到第一個邊沿。然后記錄下檢測出第一個邊沿所需的 tap 數(shù)。在檢測到第二個邊沿之前，時鐘/ 選通脈沖仍然不停地增加 1 tap 的延遲。然后記錄下檢測出第二個邊沿所需的 tap 數(shù)。根據(jù)兩次記錄的值，計算出脈沖寬度。在用 tap 數(shù)確定時鐘/ 選通脈沖寬度后，除以 2 即得到中間值。中間值與檢測出第一個邊沿所需的 tap 數(shù)之和為延遲數(shù)據(jù)所需的tap 數(shù)。 IDELAY 模塊可用的 tap 總數(shù)為64。因此，當頻率為 200 MHz 或以下時，將無法檢測出兩個邊沿。如果在 64 tap 結束后僅檢測出一個邊沿，那么延遲數(shù)據(jù)所需的 tap 數(shù)應為，檢測出第一個邊沿所需的 tap 數(shù)減去 16 tap （約 1.25 ns，每個 tap 的延時約為 75 ps）。一個 200 MHz 時鐘/ 選通脈沖周期的四分之一約為 16 tap。根據(jù)時序分析，該值也適用于更低的頻率，最低可達 110 MHz。當頻率低于 110 MHz 時，如果在 64 tap 結束后未檢測出任何邊沿，那么延遲數(shù)據(jù)所需的 tap 數(shù)應為 32 tap（約 2.5 ns，每個 tap 的延時約為 75 ps）。該值足以使內(nèi)部 FPGA時鐘邊沿位于數(shù)據(jù)窗口內(nèi)。 檢測第一個和第二個邊沿僅需一個小型狀態(tài)機。只有在為確定數(shù)據(jù)延遲 tap 數(shù)而發(fā)出的虛讀操作過程中，才啟用該狀態(tài)機。在正式工作之前，發(fā)送至外部存儲器器件的虛讀操作命令包含多條背靠背讀命令。狀態(tài)機將控制輸入 IDELAY 電路的信號，即DLYRST、DLYCE 和 DLYINC。 DLYRST － 延遲線復位信號，將延遲線中的 tap 數(shù)重設為按 IOBDELAY_VALUE 屬性設置的值。本設計中被設為 "0"。 DLYCE － 延遲線使能信號，確定何時激活延遲線遞增/ 遞減信號。 DLYINC - 延遲線遞增/ 遞減信號，可增加或減少延遲模塊中的 tap 數(shù)。表2 描述了延遲線的運行模式。 用于控制這些延遲模塊輸入的狀態(tài)圖如圖3 所示。該狀態(tài)機的四種狀態(tài)分別為：DELAY_RST、IDLE、DELAY_INC 和 DETECT_EDGE。 DELAY_RST 該狀態(tài)是發(fā)起虛讀操作時啟用的狀態(tài)機的第一個狀態(tài)。在這種狀態(tài)下，延遲模塊被重設為“0”tap。該狀態(tài)之后是多個 IDLE 狀態(tài)。 IDLE 在這種狀態(tài)下，延遲模塊保持“無變化”運行模式。除 IDLE 狀態(tài)之外，每種狀態(tài)結束后都會出現(xiàn)數(shù)個 IDLE 狀態(tài)， 以便處理 tap 輸出值。IDLE 狀態(tài)之后是另一個 IDLE、DELAY_INC 或DETECT_EDGE 狀態(tài)。 DELAY_INC 這個狀態(tài)使延遲模塊tap 數(shù)加 1。該狀態(tài)之后是數(shù)個IDLE 狀態(tài)。 DETECT_EDGE 在這種狀態(tài)下，比較延遲模塊的輸出及其上一個值，用于檢測信號邊沿或轉(zhuǎn)換，同時，延遲模塊tap 數(shù)加 1。該狀態(tài)之后是數(shù)個 IDLE 狀態(tài)。 在確定了延遲數(shù)據(jù)所需的 tap 數(shù)后，將啟用數(shù)據(jù) IDELAY 電路，并增加到這一數(shù)值。按照所需的 tap 數(shù)，使數(shù)據(jù) IDELAY 電路增加相同的時鐘周期。數(shù)據(jù) IDELAY 電路的讀/ 寫數(shù)據(jù)通路結構圖如圖4 所示。 數(shù)據(jù)采集與二次采集 如圖4 所示，利用內(nèi)部FPGA時鐘，在輸入 DDR 觸發(fā)器中采集延遲數(shù)據(jù)。然后，把這些觸發(fā)器的輸出存儲到兩個FIFO 中；一個代表上升沿數(shù)據(jù)，另一個代表下降沿數(shù)據(jù)。這些FIFO 是利用LUT RAM 實現(xiàn)的，其寫使能操作由控制器生成的讀使能信號提供，并在數(shù)據(jù)格式校準的基礎上與采集的讀取數(shù)據(jù)對齊。 DDR2 SDRAM 器件并未隨讀取數(shù)據(jù)一同提供讀有效或讀使能信號。因此，控制器將根據(jù) CAS延遲和突發(fā)長度，生成這個讀使能信號。在開始執(zhí)行讀取操作時，必須令該讀使能信號有效，并在選通脈沖的最后一個上升沿結束后使其無效。在IDDR 觸發(fā)器的輸出端，該讀使能信號必須與采集到的讀取數(shù)據(jù)對齊。為了實現(xiàn)讀使能對齊，在數(shù)據(jù)與FPGA 時鐘對齊后，將已知數(shù)據(jù)格式寫入存儲器。然后讀回已知數(shù)據(jù)格式，并在讀使能信號與采集到的讀取數(shù)據(jù)對齊之前，利用移位寄存器延遲讀使能信號。每字節(jié)數(shù)據(jù)都會生成一個讀使能信號。圖5 為讀使能對齊的時序圖。 讀時序分析 這一部分介紹了利用直接時鐘控制技術實現(xiàn)的讀時序分析。直接在FPGA 時鐘域內(nèi)采集讀取數(shù)據(jù)，因此，用于數(shù)據(jù)有效窗口分析的存儲器參數(shù)就是存取時間 (TAC)。下面簡要介紹了此時序分析中使用的各個參數(shù)。 此時序分析中考慮的外部存儲器參數(shù)有： TAC - 讀取數(shù)據(jù) (DQ) 的存取時間（以FPGA 傳遞給存儲器的時鐘為參照） TDCD - DCM 輸出占空比失真 利用FPGA 時鐘而非存儲器時鐘/ 選通脈沖(DQS)，來采集讀取數(shù)據(jù)(DQ) ；因此，該分析考慮了TAC （以時鐘為參照的數(shù)據(jù)存取時間）。在此分析中，未考慮DQS - DQ 存儲器參數(shù)，如TDQSQ 和TQHS，因為 TAC 比這兩個參數(shù)更重要。 此時序分析中考慮的FPGA 參數(shù)有： TCLOCK_TREE-SKEW - 緊密放置在該組中的 IOB 觸發(fā)器的全局時鐘樹歪斜 TPACKAGE_SKEW - 特定器件/ 封裝的封裝歪斜 TSAMP - Virtex-4 源同步數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的采樣窗口 TIDELAYPAT_JIT - Virtex-4 數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的每個 IDELAY tap 的數(shù)據(jù)格式抖動 通過檢測 DQS 邊沿，計算出與 DQS 相關的數(shù)據(jù)位延遲。利用全局時鐘在 I/O 觸發(fā)器中采集DQS 來進行檢測。因此，最終得到的數(shù)據(jù)延遲值已經(jīng)包含了 I/O 觸發(fā)器的建立時間和保持時間。在進行最差情況分析時，需要考慮 I/O 觸發(fā)器固有的建立時間和保持時間。 此外，計算數(shù)據(jù)位和相關選通脈沖之間的歪斜也需要考慮 PCB 布局歪斜。 表3 所示為在205 MHz 頻率下，對DDR2 接口執(zhí)行的讀時序分析。全部參數(shù)單位均為皮秒。 TDATA_PERIOD 是時鐘周期的二分之一減去TMEM_DCD。TDATA_PERIOD 與不確定值之和的差，就是有效數(shù)據(jù)窗口 (43 ps)。因此，在 205 MHz 頻率下，-11Virtex-4 器件將產(chǎn)生 43 ps 的余量。 參考設計 存儲器接口生成器 (MIG) 工具中集成了直接時鐘控制數(shù)據(jù)采集技術的參考設計。該工具已被集成到 Xilinx Core Generator 工具中。最新版參考設計，可從 Xilinx 網(wǎng)站下載 IP 更新：http://www.xilinx.com/cn/xlnx/xil_sw_updates_home.jsp 結論 Virtex-4 I/O 架構增強了源同步存儲器接口的實現(xiàn)。本應用指南及參考設計中使用的架構特性包括： IDELAY 模塊 - 連續(xù)校準的 tap 延時很小的延遲元件。 FIFO16 primitive - 用作 FIFO 的 Block RAM，無需使用生成狀態(tài)標志所需的其他 CLB 資源。 高速差分全局時鐘資源提供了更好的占空比。差分時鐘減少了參考設計所需的全局時鐘資源數(shù)量。 |
