一種因光纖漂移引起 SERDES FIFO 溢出的解決方案

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摘要分布式基站系統中，RRU 通常會通過光纖拉遠實現與 BBU 的遠程互聯。由于光纖自身的特性，傳輸過程中必然會引入抖動和漂移;尤其是漂移，因其低頻特性，并且難于濾除，在SERDES 的 FIFO 深度不夠的情況下有可能會造成 FIFO 的溢出。本文首先會對這個問題進行一般性地分析，在此基礎上我們將以德州儀器公司 10G SERDES 器件 TLK10002 為例，提出一個新的解決方案，即采用雙時鐘模式提供 SERDES系統時鐘，并且探討了這種模式的具體實現方式。同時，為了驗證雙時鐘方案的可行性，我們搭建了相應的測試平臺，并給出了相應的測試結果。1、 光纖漂移引起的 SERDES FIFO 溢出問題分析1.1 漂移及漂移形成的原因漂移是一個數字信號的有效瞬時在時間上偏離其理想位置的，非累計性的偏離。所謂的“長期的偏離”是指偏離隨時間較慢的變化，通常認為變化頻率低于 10Hz 就屬于較慢的變化。實際數字信號存在的相位噪聲，抖動時相位噪聲的高頻成分，漂移是相位噪聲的低頻成分，工程中以10Hz 來劃分高、低頻。產生這兩種頻率成分的機理有所不同。產生低頻成分，也就是產生漂移的主要原因是傳輸媒質和設備中傳輸時延的變化，例如光纖白天受熱變長，時延增加，信號遲到，相位滯后;光纖夜間受冷變短，時延減少，信號早到、相位超前。產生高頻成分，也就是產生抖動的主要原因是內部噪聲引起的信號過零點隨機變化，例如振蕩器輸出信號的相位噪聲，數字邏輯開關時刻的不確定性等。漂移不會直接導致傳輸產生誤碼，因為傳輸設備的恢復時鐘電路能跟蹤相位的慢變化。漂移幅度變化雖慢，但長期累積幅度可能高達 1000UI[3]。1.2 漂移引起的 SERDES FIFO 溢出問題分析

一個典型的 BBU 和 RRU 系統級聯方案如圖 1 所示，在 RRU 一側，由于 JC PLL(主時鐘芯片)會自動跟蹤輸入的串行數據流，當輸入頻率發生變化時，JC PLL 會調整輸出頻率以匹配輸入頻率的變化。在這個跳變瞬間，如果 SERDES 的 FIFO 的讀寫速率可能不一致，導致 FIFO 的沖突，從而造成溢出。但是，通過選擇跳變速度足夠快的 JC PLL，這種溢出是完全可以避免的，而一旦JC PLL 鎖定到輸入數據流，FIFO 讀寫工作在同一速率，就不會存在溢出問題。在 BBU 一側，值得注意的是時鐘信號的抖動，尤其是漂移引起的 FIFO 溢出。如果這種漂移來自于 BBU 自身的參考時鐘，由于輸入數據數率是與 BBU 速率匹配的，不會造成任何問題; 但是，如上節所闡述的，光纖的溫漂等特性有可能引入新的漂移，如果 RX FIFO 兩側工作在不同的時鐘域， 這種光纖引入漂移會造成 SERDES 內部 FIFO 的碰撞，FIFO 自身的深度如果不足以吸收這種碰撞，就會引起 FIFO 溢出。2、BBU SERDES 雙系統時鐘方案及具體實現2.1 TLK10002 內部時鐘架構TLK10002 是德州儀器公司推出的雙通道 10G SERDES 芯片，它可以支持目前所有的 CPRI 和OBSAI 速率，從 1.2288Gbps 到 9.8304Gbps，因而特別適合無線基站的應用。TLK10002 內部的時鐘架構如圖 2 所示，它的 A/B 通道可以通過 REFCLK0P/N 或者REFCLK1P/N 管腳來提供參考時鐘，這兩個參考時鐘的選擇可以通過 MDIO 或者REFCLKA_SEL 和 REFCLKB_SEL 管腳來實現。高速側 SERDES 的 CDR 主要用于從輸入串行數據中恢復時鐘信號，恢復的時鐘信號從CLKOUTAP/N 和 CLKOUTBP/N 輸出。輸出信號頻率有多種選擇：通過寄存器配置，用恢復時鐘頻率除以 1, 2, 4, 5, 8, 10, 16, 20, 或者 25 均可。對于每個通道而言，高速側 SERDES 和低速側 SERDES 可以工作在一個時鐘域，即兩者使用同一參考時鐘;同時，TLK10002 也提供了另外一種時鐘模式，即高速側 SERDES 和低速側SERDES 使用不同的參考時鐘，這種情況下，高速側鎖相環和低速側鎖相環會工作在不同的時鐘域。

2.2 TLK10002 雙時鐘系統方案基于雙時鐘 TLK10002 構建的系統級聯方案如圖 3 所示。在這種方案中，TLK10002 高速側SERDES 和低速側 SERDES 采用不同的參考時鐘。在 BBU 一側，高速側鎖相環采用本地的參考時鐘，一旦高速側鎖相環鎖定，并且 BBU 和 RRU 之間建立穩定的鏈路，BBU 一側 TLK10002 的 CDR 會有穩定輸出，這個輸出給 BBU 上的 Jitter Cleaner 提供參考輸入。 一旦 Jitter Cleaner 正常鎖定，它的輸出又會作為低速側鎖相環的參考輸入。采用這種配置，由于 SERDES 本身可以處理最高 200ppm 的頻率偏移，發射和接收通道的速率是完全相互獨立的。這樣，FIFO 的兩側完全工作在同一時鐘域，FIFO 就不會存在溢出的風險。在這種情況下，FIFO 僅僅用來吸收不同時鐘之間的相位偏移和補償 jitter cleaner 的跟蹤能力。

2.3 雙系統時鐘方案的具體實現以 BBU 一側為例，雙系統時鐘方案具體實現方式如下圖 4 所示。在這個方案中，由于 LMK04808具有超低相位噪聲特性，我們使用它作為抖動消除器。

對圖 4 所示的系統，系統配置及操作順序如下：1) 正常配置 TLK10002 0X00 到 0X0D 寄存器。2) 等待 TLK10002 高速側鎖相環 HS PLL 正常鎖定。//只要本地參考時鐘準備就緒，高速側鎖相環即可鎖定(此時并不需要建立穩定的 10G 鏈路)。3) 切換 TLK10002 ENRX：先置為 0，再置為 1。//使 HS SERDES 自適應鏈路狀況。4) 等待 10ms。 //等待 HS SERDES 設置參數，確保 CDR 為 LMK04808 提供有效的參考時鐘。5) 配置 LMK04808 確保其正常鎖定。6) 等待 TLK10002 低速側鎖相環 LS PLL 正常鎖定。//只要 LMK04808 鎖定并且正常輸出，LS PLL 就可以正常鎖定7) 重啟數據通路。//此時，低速側和高速側 SERDES 都具有有效時鐘，重啟數據通路可以優化 FIFO的指針位置和觸發低速側 Lane 重新對齊3、雙系統時鐘方案實際測試3.1 測試設置TLK10002 雙系統時鐘方案測試設置如圖 5 所示。J-BERT 用來產生 9.8304Gbps 的 PRBS7 測試信號，在這個信號上會加載 45ps 的寬帶隨機抖動;VXI Clock Generator 用于產生 122.88MHz 的本地時鐘，作為 TLK10002 高速側鎖相環的參考時鐘;LMK04808 作為本地的 Jitter Cleaner，采用 LMK04808 評估板默認的配置，TLK10002 CDR 輸出 122.88MHz 信號作為 LMK04808 參考輸入，LMK04808 輸出的 122.88MHz LVPECL 信號作為 TLK10002 低速側鎖相環的參考時鐘;TLK10002 配置成 9.8304Gbps PRBS 測試模式，發射通道采用默認的設置;高速示波器用于觀測 TLK10002 發射通道輸出 9.8304Gbps 高速串行信號。在 A、B、C、D 四個測試點，我們將分別測試 TLK10002 串行輸入信號眼圖、TLK10002 恢復時鐘信號相噪、LMK04808 輸出信號相噪以及 TLK10002 發射機輸出眼圖。

3.2 實測結果TLK10002 串行輸入信號眼圖如圖 6 所示，它的隨機抖動(Rj)為 2.98ps，確定抖動(Dj)為4.23ps，總的抖動(Tj)為 44.98ps，通常，這種類型的寬帶隨機抖動是很難通過均衡來消除的。

TLK10002 恢復時鐘輸出相噪曲線如圖 7 所示，采用圖 6 所示的輸入信號，TLK10002 的恢復時鐘 RMS 抖動為 3.98ps(1KHz~20MHz)。

LMK04808 輸出相噪如圖 8 所示，可以看到在通過 Jitter Cleaner(LMK04808)之后，由于LMK04808 的強勁抖動消除能力，其輸出 RMS 抖動僅為 121fs(1KHz~20MHz)。

TLK10002 發射通道輸出眼圖如圖 9 所示，其隨機抖動(Rj)為 1.02ps，確定抖動(Dj)為5.79ps，總的抖動(Tj)僅為 19.6ps，眼圖清晰。

4、結論由上述理論分析和實際測試結果可以清楚地看到由 TLK10002 、LMK04808 構建的雙時鐘系統方案完全可以避免因光纖引入漂移從而導致 SERDES FIFO 溢出的問題;同時，由于發射機眼圖主要是由本地參考時鐘的相噪決定，采用這種雙時鐘模式對眼圖以及發射機輸出噪聲性能沒有影響。