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單端反激式開關電源具有結構簡單，輸入輸出電氣隔離，輸入電壓范圍寬，易于實現多路輸出，可靠性高，成本低等優點而廣泛應用于中小功率場合。但由于反激變壓器漏感影響，其功率開關管在關斷時將引起電壓尖峰，必須用鉗位電路加以抑制，因此RCD鉗位電路以其簡潔易實現多用于小功率場合。圖 1和圖 2分別為反激電路中的RCD鉗位電路和電容C兩端的電壓波形。 圖 1反激中的 RCD鉗位電路 圖 2 電容兩端波形 1.漏感的抑制 變壓器的漏感是不可消除的，但可以通過合理的電路設計和繞制使之減小。設計和繞制是否合理，對漏感的影響是很明顯的。采用合理的方法，可將漏感控制在初級電感的2%左右。 設計時應綜合變壓器磁芯的選擇和初級匝數的確定，盡量使初級繞組可緊密繞滿磁芯骨架一層或多層。繞制時繞線要盡量分布得緊湊、均勻，這樣線圈和磁路空間上更接近垂直關系，耦合效果更好。初級和次級繞線也要盡量靠得緊密。 勵磁電感LM同理想變壓器并聯，漏感LK同勵磁電感串聯，變壓器中漏感能量不能傳遞到副邊，若不采取措施，漏感將通過寄生電容釋放能量，引起電壓過沖和振蕩，引起EMI。為抑制其影響，可在變壓器初級并聯RCD鉗位電路。 2.鉗位電路的工作原理 引入RCD鉗位電路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主勵磁電感能量，否則會降低電路效率，因此在電路設計調試過程中要選擇恰當的R及C的值，以使其剛好消耗掉漏感能量。下面將分析其工作原理。 當開關管Q關斷時，變壓器初級線圈電壓反向，同時漏感LK釋放能量直接對C進行充電，電容C電壓迅速上升，二極管D截止后C通過R進行放電 若C值較大，C上電壓緩慢上升，副邊反激過沖小，變壓器能量不能迅速傳遞到副邊;若C值特別大，電壓峰值小于副邊反射電壓，則鉗位電容上電壓將一直保持在副邊反射電壓附近，即鉗位電阻變為負載，一直在消耗磁芯能量，此時電容兩端波形如圖 3 (a)所示。 圖 3 電容兩端波形 若RC過小，則電容C充電較快，且C將通過電阻R很快放電，整個過程中漏感能量消耗很快，在Q開通前鉗位電阻則成為變壓器的負載，消耗變壓器存儲的能量，降低效率，電容C兩端波形如圖 3(b)所示。 若RC值取值比較合適，到開關管Q再次開通時，電容C上電壓剛好放到接近于變壓器副邊反射的電壓，此時鉗位效果較好，電容C兩端波形如圖 3 (c)所示。 3.總結 開關管漏極上的電壓由三部分組成：電源電壓，反激感應電壓，漏感沖擊電壓。吸收電路，一定要讓他只吸收漏感沖擊電壓，而不要對另外電壓起作用，那樣不僅會增大吸收電阻的負擔，還會降低開關電源的效率。 首先確定吸收電路所要消耗的功率： 由于吸收電容的另一端是接在正電源上的，所以它的電壓只有兩部分：反激感應電壓，漏感沖擊電壓。電容C兩端電壓為VC，變壓器漏感為LK，匝比為n,則漏感中電流的下降斜率為： 可以得出漏感電流的下降時間tS為： 其中ipk為變壓器初級峰值電流。 鉗位電容的電壓VC應在變換器輸入電壓最低、滿載時確定，一旦確定了VC，則可計算出吸收電路消耗的功率為： 其中fS為變換器的開關頻率。 確定了吸收電路消耗的功率后，則可確定鉗位電阻的大小： 在開關管開關過程中，鉗位電容C兩端電壓變化量為ΔVC，通�？筛鶕㑇C取合適的ΔVC，由此可進一步確定鉗位電容大�。� 最后，對于鉗位電容兩端的電壓VC根據變壓器反射電壓nVO確定，通常取2～2.5倍即可，取值過小會引起較大損耗。RCD鉗位電路的計算只是確定R與C值的數量級，其具體參數可根據實際測試波形做調整，以達到最佳效果。 |
