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電流反饋運算放大器在高速高頻電子領域有廣泛的應用，但目前市場上流行的基于互補雙極性結構的電流反饋運算放大器的電源電壓和功耗都較高。文章主要在文獻基礎上設計了一種新型的CMOS電流反饋運算放大器，使用0.5μmCMOS工藝參數(閾值電壓為0.7V)，模擬結果獲得了與增益無關的帶寬、極大的轉換速率。電路參數為：81db的開環增益、87度的相位裕度、123db共模抑制比，以及在1.5V電源電壓下產生了約6.2mW的功耗。 近年來，人們越來越關注低電壓狀態下的集成電路，這主要是因為便攜式電子產品需要盡可能低的功耗，以延長電池供電的時間，而放大器作為集成電路的一種重要的組成部分是國內外研究的熱點。文獻描述了低電壓狀態下電壓模式放大器的設計，但有一個明顯的缺點就是隨著被處理信號的頻率越來越高，電壓模式電路的固有缺點開始阻礙它在高頻高速環境中的應用。主要由于閉環增益和閉環帶寬的乘積是常數，當帶寬向高頻區擴展時增益按比例下，而且在大信號下它的輸出電壓轉換速率也很低。 為克服這些缺點，本文設計了低壓狀態下的電流反饋運算放大器。電流反饋運算放大器(CFOA)被廣泛應用在模擬信號處理中，比如模數轉換(ADC)，濾波器以及許多其他通信系統中。電流反饋運算放大器相對于電壓反饋運算放大器的一個顯著的優點就是有無限制的轉換速率和與增益設置無關的帶寬。80年代末期，基于互補雙極工藝發展起來的電流反饋運算放大器，從根本上改變了傳統電壓反饋運算放大器的電路結構，得到了極大的發展。但電源電壓一般都是5V，功耗也比較大，但這一狀況會隨著CMOS工藝的成熟而得到解決。盡可能地降低模擬集成電路的電壓和功耗是模擬集成電路的發展趨勢，已經受到國際上的廣泛關注。 電路的描述 圖1為本文設計的電流反饋運算放大器，M1、M11與M2、M12組成差分跨阻放大器，M5、M6與M7、M8為兩個互補的電流鏡，作用是與差分跨阻放大器組成一個電流傳輸器，將反相輸入端V–的信號電流傳送到Z端，Z端為電流傳輸器的高阻抗輸出端。同時，Z端還接有電容C3，利用Z端的高阻抗將M11、M12的不平衡電流轉變為電壓。M9、M10是反相放大器，是基本的增益級。M13、M14起轉換電平的功能以及隔離輸出級與中間放大級，防止輸出級影響中間放大級的放大。M3、M4和R組成輸出級電路，R1反饋主要起減小輸出電阻的作用。M15、M16、M17、M18對差分跨阻放大器提供1μA的偏置電流，并在電路中用電容C2、C4進行相位補償。 顯然，從反向輸入端到Z端，中間線性傳輸的物理量是電流，而且電流變化的幅值在理論上沒有限制，因此，這就是電流反饋運算放大器能獲得高速特性的根本原因。 小信號分析 圖1輸入級是跨阻型差分放大器，它的差模電路半電路等效模型如圖2(a)所示，當差模信號v1被輸入時，輸出電流i1主要由兩部分組成：由M11柵源電壓改變以及M11源極電壓的改變而產生的電流。 i1≈v1×(gm+1/r) (1) 式中：gm代表M11的跨導，R1為M1的源極電阻，r代表M11源極電阻。 因此，全電路的差模跨阻增益為： gTd=i1/v1≈2gm (2) 共模電路半電路等效模型如圖2(b)所示，當共模信號v1被輸入時，輸出電流i主要由兩部分組成：由M1漏極電流的改變以及M11源極電阻的改變而產生的電流。 因此： i=-v1(1/R1+1/r) (3) 因此，全電路的共模跨阻增益為： gTC=|i/v1|=2(1/R1+1/r) (4) 由式(2)和式(4)可得到： CMRR=gTd/gTc≈gm/(1/R1+1/r) (5) 電流i通過電流鏡傳輸到Z點，然后通過電容把電流轉換為電壓，反向器提高增益，反向器的小信號放大倍數為： A1=gm9/(gds10+gds9) (6) 最后通過輸出緩沖級輸出信號，輸出電路使用推挽反向放大器并用電阻反饋來減小輸出電阻。結構如圖1中M3、M4、R文獻[9]所示。可推出小信號放大倍數為： A2=-(gm3+gm4+1/R1)/(gds3+gds4+1/R1) (7) 在PSPICE軟件下，使用0.5μmCMOS工藝參數，利用MOS管二級模型參數可得出圖1的差模電路的增益與相位曲線如圖3所示。 從圖3可以看出差模電路開環增益為81db，相位裕度為87d，單位增益帶寬為95MHz，顯然電路滿足穩定性要求。而文獻[1"3]中的單位增益帶寬分別為1MHz、2.2MHz、5MHz，文獻[8]中的電流反饋運算放大器單位增益帶寬為20MHz，可看出電路單位增益帶寬有極大的提高。 共模電路的幅值曲線如圖4所示，由圖4可以看出共模電壓增益為–42db，由此可以得到CMRR為123db，而文獻[6]中電流反饋運算放大器的CMRR為105db，因此電路具有極好的共模抑制比。 閉環特性分析 由圖1可以得到CFOA的小信號模型如圖5所示，Vy為正向輸入端，x1為緩沖器，rx為負向端的電阻，通過輸入緩沖級強制Vx跟隨Vy，中間級接在輸入緩沖器之后，經無源元件Cz、Rz把緩沖器輸出電流線性地轉換成為電壓。反相輸入方式下電路圖如圖6(a)所示，同相輸入方式下的電路圖如圖6(b)所示。 由圖6(a)、圖6(b)、圖5可以得出反向輸入的增益為： 正向輸入的增益為： 當rx遠小于R1、Rz時，以及R2遠小于Rz時(即圖1電路中V-端電阻盡可能小，增益盡可能大)，式(8)、式(9)可以分別化簡為： 由上述分析可以得出閉環系統的帶寬與電容以及R2有關而與增益無關。其閉環增益可以由R1來控制，實現增益和帶寬的獨立調節。 根據上述理論，用本文設計的CMOS電路來驗證，因此根據圖1、圖6(a)的電路用PSPICE分析其反向閉環特性，得到如圖7(a)、圖7(b)、圖7(c)所示的幅頻特性曲線。 從圖7(a)、圖7(b)、圖7(c)可以看出固定R2取值，R1分別取100KΩ、10KΩ、1KΩ時，反相閉環增益分別為0db、20db、40db，而帶寬約為8MHz，同相閉環增益與此類似，說明電路設計基本合理，體現了電流反饋運算放大器的主要特性：與增益設置無關的帶寬。因此，隨著增益的提高，而帶寬基本保持不變，可以通過調節電容以及R2而使電路向高頻區擴展而增益保持不變，電路的這種特性可使電路廣泛應用在音視頻電路以及有線電視傳輸中。 大信號分析 CFOA的大信號特性決定其轉換速率，在閉環應用時，設圖1中輸入電壓為Vi,Z端引起不平衡電流i，產生輸出電壓V0，電壓放大倍數為A0，則： i=C1(dv0/dt) (12) 由簡化模型圖5可知： 令A0Vi-V0="V0 則： dv0/dt由R2Cz乘積決定，與輸入級的靜態電流無關。將運算放大器接成電壓跟隨器，并在輸入端加一脈沖信號，輸出端加入同文獻[2]一樣的負載電容20pf。可得到如圖8所示的輸出信號，上升沿代表正轉換速率，下降沿代表負轉換速率。從圖8可看出上升沿和下降沿幾乎與輸入信號重合，因此轉換速率很高，而文獻[2]中電壓模式運算放大電路轉換速率才0.54V/μs，文獻[1]中電路的轉換速率為1V/μs，從圖8可明顯看出不是一個數量級的差別。主要因為電壓模式運算放大器具有共源差分對輸入級，而差分對的限幅作用影響了補償電容的充放電電流，這就限制了轉換速率的提高。本文設計的電流反饋運算放大器，從根本上消除了電壓模式運算器對轉換速率的限制，轉換速率獲得了極大的提高。 結束語 本文在文獻基礎上設計個一種新型的低壓低功耗電流反饋運算放大器，它在只需1.5V電源電壓情況下，得到僅6.2mw功耗。以及開環增益能達81db，相位裕度大于60°，共模抑制比高達123db等優點。與文獻[1"3]相比，圖1獲得了極大的轉換速率以及與增益無關的帶寬。如今模擬電路的典型電源電壓大約是2.5"3V，但是發展的趨勢表明未來將是1.5V，甚至更低。當前，電流反饋運算放大器主要是基于雙極性工藝的，由于電源電壓一般都是5V，功耗也較大，因此對CMOS型電路的研究是很有必要的，在對電源電壓以及功耗要求比較嚴格的條件下，比如任何攜帶能源有限的設備、儀器(筆記本電腦、IC卡、手機)等的背景下就顯得意義重大。 |
