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隨著前沿的DSP、FPGA和CPU工作在越來越低的供電電壓、并消耗更大的電流，選擇PWM控制器變得并不那么容易了。低于1V的電壓變得非常普遍，而中間總線電壓基本保持不變，在有的具體應用中甚至有所增加。系統頻率也在穩步增加，以支持更小的電感和電容(L&C)濾波。去年的500kHz到今年變成了1MHz。 在要求更低輸出電壓的高電壓應用中，電源設計師一般依賴于會增加系統成本的模塊，或者會增加解決方案外形尺寸和復雜性的兩級直流/直流解決方案。本文重點介紹了影響窄導通時間負載點(POL)轉換的趨勢，并與常用的電流模式控制架構進行了比較。文章討論了具有自適應斜率補償功能的混合谷值電流模式(VCM)架構，包括在一種新型60V同步降壓控制器中的使用，這種控制器能夠在寬范圍的Vin和Vout組合條件和低占空比條件下提供穩定的工作，因此可以實現從48V到1V負載點的直接步降轉換。 對窄導通時間負載點轉換的需求 降壓轉換器是使用最廣泛的一種電源拓撲，最近的發展趨勢表明，下一代開關控制器必須能夠在非常小的占空比條件下提供穩定高效的工作。雖然電流模式控制方法與電壓模式控制相比具有許多優勢，但也存在取決于應用要求的一些自身限制，特別是在占空比限制方面。 一般來說，電信和工業應用中的供電系統都是采用多級轉換電路。還有一種連續供電系統，其負載點輸入電壓隨著時間變化會從3.3V變到5V再到12V。隨著電源要求的提高，12V電源軌的使用如今很常見，而3.3V電源軌的使用則越來越少。向更高輸入電壓發展的這一趨勢部分原因是更大的電流導致低壓電路 中發生的I2R(電流到電阻)功率損失和相關問題。 最近這一趨勢還在向更高電壓發展，比如用于工業應用的24V~42V，用于電信的48V。持續的技術進步已使得控制窄脈沖成為可能。與此同時，新的研究表明，更高的輸入電壓可以實現更高的總體效率、更低的系統成本，并通過降低分布路徑的溫度提高系統可靠性。 驅動PWM窄脈沖要求的另外一個因素是對更高開關頻率的需求，這將導致更高的功率密度。電源在1MHz開關頻率工作已經很常見。事實上，在汽車信息娛樂應用中，為了避開調幅頻段，這個開關頻率需要超過1.8MHz。1MHz時實現12V至1V電源轉換仍需要產生83ns的脈沖。 低占空比工作的局限 理想的降壓轉換器可以產生低于Vin的任何電壓，甚至到0V，然而在實際應用中存在許多限制，比如參考電壓、內部或外部電路損耗，以及更重要的用于產生控制信號的調制器類型。對于一個特定的輸入電壓來說，參考電壓是阻止控制器覆蓋從0%到100%整個范圍的最明顯的限制因素。最明顯的是參考電壓： 這個公式表明，輸出可以調節到Vref電壓以下。獲得最小Vout的第二個主要限制因素是控制器的最短導通時間。對于一個給定的輸入電壓(Vin)而言，最小的Vout可以表示為： 針對給定的開關頻率(Fs)，上側MOSFET的導通時間等于： 控制器使用的控制方法大部分用于驅動它能控制的最小導通時間。在柵極驅動電路內部的一些有意延時，比如消隱時間，也會影響最小導通時間。在典型的電流模式PWM控制器中，PWM脈沖的大小取決于誤差放大器的輸出和電感電流信號，如圖1所示。電流環路檢測電感電流信號，并與VCOMP參考值進行比較，比較結果用于調制PWM脈沖寬度。由于電流環路會強制電感的峰或谷電流跟隨電壓誤差放大器輸出，因此電感在電壓控制環路中不會出現。對電壓環路來說，雙極點LC濾波器將變成單電容極點結構。簡單的2類補償足以穩定電壓環路。 適合窄導通時間工作的調制器 峰值電流模式控制是最常用的架構之一，雖然它很好理解，可以提供具有諸多優勢的可靠控制技術，但當要求窄導通時間工作時會呈現顯著的缺點。在峰值電流模式，電感電流信息是在上側MOSFET上檢測到的。圖2顯示了上側和下側MOSFET中與PWM信號有關的典型電流波形。上側MOSFET的導通事件會由于導通環路中的MOSFET內外存在不同寄生參數而產生顯著的振鈴現象。這種振鈴會向控制電路發送錯誤信號，并錯誤地終止PWM信號。 為了解決這個問題，峰值電流模式開關控制器在檢測電感電流之前會使用消隱時間忽略這個初始振鈴。一般設置的消隱時間是150ns到250ns。這個消隱時間要求不允許峰值電流模式控制器調節非常窄導通時間的電源轉換。在600kHz頻率時，即使是12V到1V的電源轉換也很難調節，這個頻率相當于不到140ns的最小導通時間。 谷值電流模式控制 另外一種方法是谷值電流模式控制，它能很容易地克服峰值電流模式控制下的消隱時間缺陷。在谷值電流模式控制下，電感電流信號的檢測是在上側MOSFET的關斷期間進行的，從而避免了上側MOSFET出現振鈴。這種方法解決了控制很窄導通時間PWM脈沖的問題。不過谷值電流模式也有自身的一些局限。 谷值電流模式控制有兩個主要問題，即子諧波振蕩和不良的線性調整率。子諧波振蕩是任何電流模式控制方案中 共有的問題。它在峰值電流模式控制中也會發生，不過都是發生在超過50%占空比的時候。對于谷值電流模式來說情況恰恰相反。 電流模式控制器(不管是峰模式還是谷模式)中的子諧波振蕩可以用斜率補償加以避免。然而，固定式斜率補償無法應付所有占空比和電感。如果占空比遠離斜率補償設計中使用的設定值，子諧波振蕩問題還會發生。 峰值電流模式控制 另外一種方法是仿真式峰值電流模式控制，它是峰值電流模式的一種變種，可以規避消隱時間限制。通過測量低側MOSFET上的谷電流信息，這種方法可以克服上側MOSFET的振鈴。這個谷電流信息隨后就可以用來仿真電感上沖，進而獲得峰電流信息。 與峰值電流模式控制中的一樣，仿真式峰值電流模式也存在子諧波振蕩問題，需要進行斜率補償。這個斜率補償來源于仿真的峰電流信號。雖然仿真式峰值電流模式設計兼具蜂電流模式和谷值電流模式控制方法的好處，但它也有缺點，主要因為控制環路中缺少電感信息。 兼具兩種模式的優點 帶自適應斜率補償功能的谷值電流模式是克服傳統谷值電流模式控制缺點的一種方法。經過優化的自適應斜率補償電路可以在所有占空比條件下防止出現子諧波振蕩。這種自適應補償和低占空比工作的固有能力使得采用這種架構的控制器可以工作在很高的開關頻率。 Intersil公司的ISL8117降壓控制器采用的就是一種谷值電流模式控制，它具有低側MOSFSET Rdson、谷值電流檢測和自適應斜率補償功能。如圖3所示，ISL8117的斜波信號能夠適應施加的輸入電壓，從而有效地提高線路調整率。其獨特的谷值電流模式實現和優化的斜率補償功能克服了傳統谷值電流模式控制器的缺點。ISL8117獨特的控制技術使得它支持很寬范圍的輸入輸出電壓。事實上，ISL8117是電壓模式控制和電流模式控制的一種混合方式，同時擁有兩種調制架構的優點。 ISL8117可以在4.5V至60V范圍內的任何電壓下工作，它的輸出可以在0.6V至54V之間調節。它具有100kHz至2000kHz的可調頻率范圍，可以產生最短40ns的導通時間(典型值)。在40ns最短導通時間時，該控制器可以1.5MHz頻率下從12V總線產生1V輸出。它還能在更低的頻率下從48V電源產生1V供給。圖4顯示了從穩定的48V到1.2V的瞬時轉換。在容易受到特定開關頻率噪聲影響的系統中，ISL8117可以同步到任何外部的頻率源，以減少輻射的系統噪聲和拍頻噪聲。 借助這種同步降壓控制器，工程師只需包括MOSFET和無源器件在內的10個元件就能設計出一個完整的直流/直流轉換解決方案，并能取得98%的轉換效率和1.5%的輸出電壓精度。如圖5所示，ISL8117的低引腳數量和版圖友好的引腳架構還能最大限度地減少交叉走線的數量，進一步提高電源性能。 本文小結 每種調制控制模式都有自身的一些局限性，但最近的創新成果，比如具有混合谷值電流模式和自適應斜率補償功能的ISL8117 60V降壓控制器，可以用來更加靈活更加方便地設計電源解決方案。ISL8117可以幫助系統設計師去除中間轉換級電路，用更小的體積取得更高的功效，同時降低系統成本，提高產品的可靠性。 |
