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為了降低能源成本，設備設計人員正在不斷尋找優化功率密度的新方法。通常情況下，電源設計人員通過增大開關頻率來降低功耗和縮小系統尺寸。由于具有諸多優勢如寬輸出調節范圍、窄開關頻率范圍以及甚至在空載情況下都能保證零電壓開關，LLC 諧振轉換器應用越來越普遍。但是，功率 MOSFET 出現故障一直是LLC 諧振轉換器中存在的一個問題。在本文中，我們將闡述如何避免這些情況下出現MOSFET 故障。 初級 MOSFET 的不良體二極管性能可能導致一些意想不到的系統或器件故障，如在各種異常條件下發生嚴重的直通電流、體二極管 dv/dt、擊穿 dv/dt，以及柵極氧化層擊穿，異常條件諸如啟動、負載瞬變，和輸出短路。 圖1: LLC 諧振轉換器 LLC 諧振轉換器中的運行區域和模式 不同負載條件下LLC諧振轉換器的直流增益特性如圖2所示。根據不同的運行頻率和負載條件可以分為三個區域。諧振頻率fr1右側(藍色部分)為零電壓開關區域， 空載情況下最小次級諧振頻率 fr2的左側(紅色部分)是零電流開關區域。fr1與fr2之間的區域既可以是零電壓開關區域，也可以是零電流開關區域，視負載條件而定。紫色區域標識感性負載區域， 粉色區域標識容性負載區域。對于開關頻率 fs 圖2:LLC 諧振轉換器的直流增益特性 在導通MOSFET之前，電流流過其他MOSFET的體 二極管。當MOSFET開關導通時，其他MOSFET體二極管的反向恢復應力非常嚴重。高反向恢復電流尖峰流過其他MOSFET開關，原因是它無法流過諧振電路。它形成高體二極管dv/dt并且其電流和電壓尖峰可能在體二極管反向恢復期間造成器件故障。因此，轉換器應該避免在容性區域運行。對于 fs>fr1，諧振回路的輸入阻抗是感性負載。如圖 3 (b) 所示，MOSFET在零電壓開關 (ZVS) 處導通。導通開關損耗被最小化，原因是存在米勒效應并且 MOSFET 輸入電容不會因為米勒效應而增大。此外，體二極管反向恢復電流是一小部分正弦波，并在開關電流為正時變為開關電流的一部分。因此， 零電壓開關通常優先于零電流開關，原因是因反向恢復電流及其結電容的放電，零電壓開關能夠避免較大的開關損耗和應力 。 圖3:LLC 諧振轉換器中的工作模式 LLC諧振轉換器中的故障模式 1)啟動 在啟動期間，由于反向恢復dv/dt，零電壓開關運行可能會丟失并且MOSFET可能發生故障。 在啟動之前諧振電容和輸出電容完全放電。這些空電容導致Q2體二極管進一步導通并且在Q1導通前不會完全恢復。反向恢復電流非常高并且在啟動期間足以造成直通問題，如圖4所示。 圖4: 啟動期間LLC 諧振轉換器中的波形 啟動期間，推薦用于故障模式的解決方案是： 采用快速恢復MOSFET 減少諧振電容器 控制高側和低側MOSFET的驅動信號，從而形成完整的體二極管恢復 2)輸出短路 在輸出短路期間MOSFET通過極高的電流。當發生輸出短路時，Lm在諧振中被分流。LLC 諧振轉換器可由 Cr 和 Lr簡化為串聯諧振回路，因為Cr僅與Lr共振。這種狀況通常會導致零電流開關運行(電容模式)。零電流開關運行最嚴重的缺陷是導通時的硬式整流，可能導致二極管反向恢復應力(dv/dt) 和巨大的電流和電壓應力，如圖5所示。另外，由于體二極管反向恢復期間的高 di/dt 和 dv/dt，該器件還可能被柵極過壓應力破壞。 圖5：輸出短路期間LLC 諧振轉換器中的波形 啟動期間，推薦用于故障模式的解決方案是： 采用快速恢復MOSFET 增大導通電阻以減小反向恢復di/dt和dv/dt、體二極管反向電流(Irm) 和峰值電壓Vgs，如圖6所示 增加最小開關頻率以防止電容模式 在發生輸出短路后盡快減少 Vgs關斷延遲 減小過流保護電流 圖6：反向恢復期間的導通柵極電阻效應 圖 7.：FRFET (FCH072N60F)和 一般 MOSFET (FCH072N60) 之間的反向恢復特性比較 將一般MOSFET替換為快速恢復MOSFET (FRFET? MOSFET) 非常簡單有效，原因是不需要額外電路或器件。圖7顯示與一般 MOSFET相比， FRFET MOSFET 在反向恢復特性方面的改進。與一般MOSFET (FCH072N60) 相比，FRFET MOSFET (FCH072N60F)的反向恢復電荷減少了90% 。FRFET MOSFET體二極管的耐用性比一般MOSFET好得多。此外，在反向恢復期間若高側MOSFET從FRFET變為一般 MOSFET，低側MOSFET的峰值柵源極電壓從54V降為26 V。由于改進了這么多特性 ，FRFET MOSFET在LLC諧振半橋轉換器中提供更高的可靠性 。 |
