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PWM技術從最初采用分離元件的模擬電路完成三角波和正弦調制波的比較，產生SPWM控制信號，到目前采取全數字化方案，完成實時在線的PWM（SPWM）信號輸出。PWM控制電路經歷了由實級到越來越完善的演化。 由專用集成芯片ASIC（Application specific integrated circuit）生成SPWM波的技術近幾年來被廣泛采用，這些集成電路有HFE4752、SLE4520、MA8X8/SA8X8、SAXXXX等。其中多數要與單片機連接才能完成SPWM控制功能，對于要求較高的逆變系統來說仍然不夠簡捷。INTEL公司推出的16位單片機8XC196MC片內集成了三相SPWM波形發生器WFG（Wave Form Generator，以下簡稱WFG），為逆變控制電路的全數字化設計提供了強有力的硬件支持，它的軟件指令豐富，與其它196XX單片機基本兼容。本文重點介紹80C196MC中WFG的工作原理及軟件的設計要點。 1 WFG工作原理 內藏WFG是80C196MC/MD的一大特色。這一功能大大簡化了用于產生PWM波形的硬件和軟件，特別適用于交流感應電動機和無刷直流電機的速度控制以及變頻電源的SPWM控制。 1.1 WFG的組成 WFG有三個相同的PWM模塊。每個模塊都包含一個相同的比較寄存器、死區時間（deadtime）發生器和一以對可編程輸出控制器。從功能上可把WFG劃分為三大部分：時基發生器、相位比較通道和輸出控制電路。共有八個特殊功能寄存器（SFR）。各寄存器的地址、控制位的功能、參數填寫格式等可參閱文獻。 1.2 SPWM波形產生過程 1.2.1 選擇載波波形(Uc) WG-CON中B12、B13兩個控制位，有四種控制方式可選擇：方式0～方式3。方式0、方式1為中心對準方式，即把SPWM脈沖安排在開關周期的中心點上，這與模擬電路中三角波載波（雙邊調制）相對應。方式0和方式1的區別在于波形參數的重加載時間和次數不同。方式2和3是邊沿對準方式，即把SPWM脈沖波安排在開關周期的起始點上，這與模擬電路中的鋸齒波載波（單邊調制）相對應。其區別也是重加載的時機不同。中心對準的SPWM波形所造成的諧波小，不含ωs±ω0和2ωs（ωs為開關角頻率，ω0為信號波角頻率）諧波[2]，通常采用中心對準方式。在以下的敘述中，均以方式0為例（M0（B12）=M1（B13）=0）。 1.2.2 選擇載波周期（Ts） 在WFG中WG-COUNT作為時基發生器工作。結合圖1說明WG-COUNT決定載波周期的原理和工作過程。 上電復位，WFG中所有寄存器的值為0。首次寫入到WG-RELOAD中的值在一個晶振周期后裝入WG-COUNT。若WG-CON中的EC=1，開始減1計數，至0001H，等待一個時鐘周期后作加1計數，直至WG-COUNT中的值等于計數比較寄存器的值，此時完成一個載波周期，如圖1中t1～t2。WG-RELOAD的內容裝入WG-COUNT和計數比較寄存器；WG-COMPx的內容裝入相位比較寄存器；輸出緩沖寄存器的內容裝入WG-OUT；PI-PEND寄存器中WG中斷置1。 在原來（或新）的值重新加載到WG-COUNT后，WG-COUNT開始新一個開關周期的計數，循環往復。WG-COUNT的輸出數據與時間的關系是三角形。如果調節輸出頻率f0，可裝入新的時間常數。在保持相同頻率調制比mf的情形下，f0得到了改變，如圖1中t3～t4。 載波周期Ts=4×WG-RELOAD/FXtal(μs)，WG-RELOAD-16位二進制數；Fxtal——Xtal引腳上的晶振頻率，不考慮死區時間的有效脈寬；tp=WG-COMP/Fxtal（μs）。 1.2.3 有死區時間的PWM波形 死區時間（deadtime）用以防止一對（同一橋臂）信號同時有效，保證產生不交疊的輸出波形，死區時間產生電路如圖2所示，波形如圖3所示。當WG-COUNT=WG-COMPx時，相位比較器產生一跳變信號，由此啟動一個10位死區時間計數器（WG-CON的低10位），使輸出DT為低電平，當減至0時，DT為高。WFG和DT相與，得WG-EVEN信號，引到P6口的偶數腳；WFG和DT相與，得WG-ODD，送到P6口的奇數腳。于是得到有死區時間的PWM波形。有死區時間的SPWM信號生成原理與此相同。只不過是每周期送入WG-COMPx的脈寬參數按正弦調制算好。 2 軟件設計 由于篇幅限制，本文僅介紹軟件設計中的有關要點，程序流程框圖如圖4所示。 2.1 建立正弦數據表 由DC/AC變換技術中的SPWM原理知，80C196MC的WFG產生6路SPWM信號，控制主電路三相橋中6個功率開關器件的通斷。因此首先需建立三相正弦脈寬數據表，由單片機初始化時算好，將其按一定的格式（即考慮相序及同一相中的脈寬次序等）存入RAM中，建立好數據指針，以便按一定的尋址方式查詢。 2.2 數字PID輸出電壓調節器 由于負載和電網的擾動，輸出電壓是不穩定的。要達到良好的動態穩壓特性，采用輸出電壓反饋閉環控制。算法為增量型數字PID。 Δu(k)=u(k)-u(k-1)=kp[e(k)-e(k-1)]+k1e(k)+kD[e(k)-2e(k-1)+e(k-2)] 為編程方便整理成如下形式： Δu(k)=q0e(k)+q1e(k-1)+q2e(k-2) q0=kp(1+T/T1+TD/T) kp=1/δ 比例系數 q1=-kp(1+2TD/T) k1=kpT/T1 積分系數 q2=kpTD/T kD=kpTD/T 微分系數 前述正弦數據表按幅度調制比ma=1算得。調節電壓時按PID的結果修正各開關周期的脈寬。 2.3 頻率調節 調節輸出頻率，可改變WG-RELOAD中的時間常數。通常保持同步調制關系，即頻率調制比不變，mf=常量。在頻率調節過程中應保證輸出電壓不變，因此在改變WG-RELOAD內容的時，按比較地改變WG-COMPx中的值。 2.4 軟件流程框圖 軟件設計是逆變控制電路設計的重要組成部分，它決定了逆變電源輸出的特性，如電壓調節范圍及穩定程度，諧波含量，保護功能的完善、可靠性等。軟件設計流程圖如圖4所示。 3 變頻電源整體構成 三相靜止變頻電源的整體框圖如圖5所示。 主電路功率模塊用6MBI25L-120（6單元IGBT）構成三相逆變橋。80C196MC單片機最小系統為控制電路，完成六路SPWM控制信號的產生，電壓、電流、頻率數碼管顯示，閉環穩壓、檢測保護等功能。控制電路（80C196MC）輸出的六路SPWM經IR2110×3后作為逆變橋的驅動信號。由于IR2110自身對逆變橋上管有自舉懸浮驅動功能，控制和驅動電路共用組電源。整個系統顯得比較簡單。 4 試驗結果 完成了一臺2kW三相400kHz變頻電源試驗電路。mf=33,fs=13.2kHz,f0=400Hz，td=3μs。（WG-CON）=418H,(WG-RELOAD)=12FH，（WG-OUT）=7FFFH。SPWM波形的輸出由WG-RELOAD減到1產生中斷，在中斷服務子程序中由計算結果刷新WG-COMPx中的內容（即置下一次脈寬），如此循環。圖6（a）為80C196MC輸出的SPWM波形，圖6（b）是電源輸出其中一相的波形。有關技術指標如下： 輸入：50Hz 220V,逆變橋直流高壓300V 輸出：400Hz ±30Hz可調 三相127V/220V，±15V可調 效率>85%（額定負載） THD>3% 采用16位單片機80C196MC最小系統，使整個控制電路大為簡化并且實現了全數字化。器件減少、結構緊湊、性價比高。試驗表明，系統動態特性好、可靠性高。 |
