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起因是這樣的。時間回到07年底，4G方興之時，同桌隔壁的隔壁"小白"同學(xué)說看不太明白OFDMA的原理，讓我講解一下。我一向?qū)ψ约旱募夹g(shù)水平、邏輯思考能力和表達(dá)技巧還是蠻有自信的，因此輕笑一聲就答應(yīng)了。半小時后，在嘗試了從時域、頻域以及物理意義等各方面講解，但均無法從“小白”的眼神中抹除那份迷茫之后，我豎起了白旗，讓“小白”自生自滅去了。 對知識能力的掌握，我自己粗曠的分為兩層：一層是“會了，能應(yīng)用”;二層是“懂了，能衍生”。而能講解出來，并讓人懂，大抵就是區(qū)分一層和二層的分水嶺。打一個屌絲男喜聞樂見的比方：第一層就是人界的修煉，即使是“會了”，也是有筑基、金丹、元嬰等境界之分的，而高考研考就是天劫，不到大乘之境，終究要化為劫灰;第二層是天界，也自有天仙、金仙之分，而能修至道祖的大牛，終究只是寥寥。我一向覺得自己在專業(yè)上還算是個“小仙”，可惜就被“小白”打臉了。 這事兒對我的負(fù)面影響挺大的，一是懷疑自己技術(shù)宅做久了，表達(dá)能力方面嚴(yán)重退化【比如我偶爾會在搜索一個精準(zhǔn)的動詞或者形容詞時，需要嘗試2-3次，甚至更多】;二是在涉及到OFDM方面的內(nèi)容時，仿佛就會看到一張白紙上逡巡著一只揮之不去的黑蒼蠅。 時隔多年，近期又回顧了一下OFDM，不經(jīng)意又記起這樁公案，猶豫再三，還是決定花時間寫下這篇文章，把這只盤旋于腦中的“黑蒼蠅”拍死。因此雖然現(xiàn)在網(wǎng)絡(luò)資源極大豐富，各種文章都可以搜到，其實我是沒必要專門寫這篇未必比別人寫得好的文章的。不過畢竟是自己遺留的缺失，需要自己來補(bǔ)上。 下面試圖以圖示為主講解OFDM，以"易懂"為第一要義。"小白"，你準(zhǔn)備好了嗎? 注：下面的討論如果不做說明，均假設(shè)為理想信道。 章節(jié)一：時域上的OFDM OFDM的"O"代表著"正交"，那么就先說說正交吧。 首先說說最簡單的情況，sin(t)和sin(2t)是正交的【證明：sin(t)·sin(2t)在區(qū)間[0,2π]上的積分為0】，而正弦函數(shù)又是波的最直觀描述，因此我們就以此作為介入點(diǎn)。既然本文說的是圖示，那么我們就用圖形的方式來先理解一下正交性。【你如果能從向量空間的角度，高屋建瓴的看待這個問題的話，你也就不是"小白"了，RU?】 在下面的圖示中，在[0,2π]的時長內(nèi)，采用最易懂的幅度調(diào)制方式傳送信號：sin(t)傳送信號a，因此發(fā)送a·sin(t)，sin(2t)傳送信號b，因此發(fā)送b·sin(2t)。其中，sin(t)和sin(2t)的用處是用來承載信號，是收發(fā)端預(yù)先規(guī)定好的信息，在本文中一律稱為子載波;調(diào)制在子載波上的幅度信號a和b，才是需要發(fā)送的信息。因此在信道中傳送的信號為a·sin(t)+b·sin(2t)。在接收端，分別對接收到的信號作關(guān)于sin(t)和sin(2t)的積分檢測，就可以得到a和b了。(以下圖形采用google繪制) 圖一：發(fā)送a信號的sin(t) 圖二：發(fā)送b信號的sin(2t)【注意：在區(qū)間[0,2π]內(nèi)發(fā)送了兩個完整波形】 圖三：發(fā)送在無線空間的疊加信號a·sin(t)+b·sin(2t) 圖四：接收信號乘sin(t)，積分解碼出a信號。【如前文所述，傳送b信號的sin(2t)項，在積分后為0】 圖五：接收信號乘sin(2t)，積分解碼出b信號。【如前文所述，傳送a信號的sin(t)項，在積分后為0】 圖六：流程圖 到了這里，也許你會出現(xiàn)兩種狀態(tài)： 一種是：啊，原來是這樣，我懂了。 一種是：啊，怎么會這樣，我完全無法想象。這里要說的是，你根本用不著去想象(visualize)。數(shù)學(xué)中是如此定義正交的，數(shù)學(xué)證明了它們的正交性，那么他們就是正交的，【他們就可以互不干擾的承載各自的信息】。選取sin(t)和sin(2t)作為例子，正是因為它們是介于直觀和抽象的過渡地帶，趟過去吧。 上面的圖示雖然簡單，但是卻是所有復(fù)雜的基礎(chǔ)。 1.1 下一步，將sin(t)和sin(2t)擴(kuò)展到更多的子載波序列{sin(2π·Δf·t)，sin(2π·Δf·2t)，sin(2π·Δf·3t),...,sin(2π·Δf·kt)} (例如k=16，256，1024等)，應(yīng)該是很好理解的事情。其中，2π是常量;Δf是事先選好的載頻間隔，也是常量。1t,2t,3t,...,kt保證了正弦波序列的正交性。 1.2 再下一步，將cos(t)也引入。容易證明，cos(t)與sin(t)是正交的，也與整個sin(kt)的正交族相正交。同樣，cos(kt)也與整個sin(kt)的正交族相正交。因此發(fā)射序列擴(kuò)展到{sin(2π·Δf·t),sin(2π·Δf·2t),sin(2π·Δf·3t),...,sin(2π·Δf·kt),cos(2π·Δf·t),cos(2π·Δf·2t),cos(2π·Δf·3t),...,cos(2π·Δf·kt)}也就順理成章了。 1.3 經(jīng)過前兩步的擴(kuò)充，選好了2組正交序列sin(kt)和cos(kt)，這只是傳輸?shù)?介質(zhì)"。真正要傳輸?shù)男畔⑦�需要調(diào)制在這些載波上，即sin(t),sin(2t),...,sin(kt)分別幅度調(diào)制a1,a2,...,ak信號,cos(t),cos(2t),...,cos(kt)分別幅度調(diào)制b1,b2,...,bk信號。這2n組互相正交的信號同時發(fā)送出去，在空間上會疊加出怎樣的波形呢?做簡單的加法如下： f(t) = a1·sin(2π·Δf·t) + a2·sin(2π·Δf·2t) + a3·sin(2π·Δf·3t) + ... ak·sin(2π·Δf·kt) + b1·cos(2π·Δf·t) + b2·cos(2π·Δf·2t) + b3·cos(2π·Δf·3t) + ... bk·cos(2π·Δf·kt) + = ∑ak·sin(2π·Δf·kt) + ∑bk·cos(2π·Δf·kt) 【公式1-1：實數(shù)的表達(dá)】 為了方便進(jìn)行數(shù)學(xué)處理，上式有復(fù)數(shù)表達(dá)形式如下： f(t) = ∑Fk·e(j·2π·Δf·kt) 【公式1-2：復(fù)數(shù)的表達(dá)，這編輯器找不到上角標(biāo)...不過，你應(yīng)該看得懂的】 上面的公式可以這樣看：每個子載波序列都在發(fā)送自己的信號，互相交疊在空中，最終在接收端看到的信號就是f(t)。接收端收到雜糅信號f(t)后，再在每個子載波上分別作相乘后積分的操作，就可以取出每個子載波分別承載的信號了。 然后，多看看公式1-1和公式1-2!!!發(fā)現(xiàn)咯?這就是傅里葉級數(shù)嘛。如果將t離散化，那么就是離散傅立葉變換。所以才有OFDM以FFT來實現(xiàn)的故事。將在下面的章節(jié)進(jìn)行更多的描述。 遵循古老的傳統(tǒng)，F(xiàn)表示頻域，f表示時域，所以可以從公式1-2中看出，每個子載波上面調(diào)制的幅度，就是頻域信息。類似的說法是：OFDM傳輸?shù)氖穷l域信號。這種說法有些別扭，但是很多教程或文章會使用這樣的說明方式，就看讀者如何理解了。如果純粹從公式或者子載波來看，這種說法其實也是很直接的闡述了。 上面1.1-1.3的擴(kuò)展，可如下圖所示： 圖七：時域上的OFDM系統(tǒng)圖 1.4 還有這一步嗎?其實是有的。"小白"你可以先想想，想不到的話先往下看，因為這需要在頻域中考量，所以我寫在后面了。【也可參考[1]】 將上述的時域分析配上LTE的實現(xiàn)，有如下情況： 【注1：本段描述需要有LTE物理層的基本知識，如果看不明白，請暫時跳過，看完整篇文章后再回看】 【注2：LTE并非時域的實現(xiàn)，下面僅僅是套用LTE的參數(shù)，做一個參考分析】 子載波的間隔Δf=15kHz，一個OFDM symbol的發(fā)送時間是66.7us，可以發(fā)現(xiàn)，15kHz*66.67us=1，即基帶上一個OFDM symbol的發(fā)送時間正好發(fā)送一個一次諧波的完整波形。對于10M的LTE系統(tǒng)，采用的是1024個子載波，但是只有中間600個(不含最中間的直流)子載波被用于傳送數(shù)據(jù)。在一個OFDM symbol的時間內(nèi)(即66.67us)，靠近中間的兩個一次諧波傳輸一個完整波形，再靠外一點(diǎn)的兩個二次諧波傳輸兩個完整波形，以此類推至最外面的兩個300次諧波傳輸了300個完整的波形。在這66.67us內(nèi)，600個子載波互相正交，其上分別承載了600個復(fù)數(shù)信號。 上面的說法有點(diǎn)啰嗦，不如圖示來得直觀。本來準(zhǔn)備再畫一圖的，不過一來上面已經(jīng)有了類似的圖，實是大同小異;二來，600個子載波，也太多了點(diǎn)。。。 OK，說到這里，從時域上面來看OFDM，其實是相當(dāng)簡潔明快討人喜歡的。不過，一個系統(tǒng)若要從時域上來實現(xiàn)OFDM，難度太大，時延和頻偏都會嚴(yán)重破壞子載波的正交性，從而影響系統(tǒng)性能。這點(diǎn)在各種教材文章中都會有提及，我就不贅述了。 下面將轉(zhuǎn)入頻域來描述OFDM，由于頻域不甚直觀，的確會稍稍讓人費(fèi)解。不過只要時刻想著時域子載波間的疊加，一切都會好起來。 章節(jié)二：頻域上的OFDM 第一章節(jié)時域上的討論開始于OFDM中的"O";本章節(jié)頻域上我們從"FDM"開始。 先圖例一個常規(guī)FDM的系統(tǒng)圖： 圖11：常規(guī)FDM，兩路信號頻譜之間有間隔，互相不干擾 為了更好的利用系統(tǒng)帶寬，子載波的間距可以盡量靠近些。 圖12：靠得很近的FDM，實際中考慮到硬件實現(xiàn)，解調(diào)第一路信號時，已經(jīng)很難完全去除第二路信號的影響了(電路的實現(xiàn)畢竟不能像剪刀裁紙一樣利落)，兩路信號互相之間可能已經(jīng)產(chǎn)生干擾了 還能再近些嗎?可以的。這就是OFDM的來歷啊，近到完全等同于奈奎斯特帶寬(后面有詳述)，使頻帶的利用率達(dá)到了理論上的最大值。 圖13：繼續(xù)靠近，間隔頻率互相正交，因此頻譜雖然有重疊，但是仍然是沒有互相干擾的。神奇的OFDM 上面三個圖的確有點(diǎn)小兒科，不知道"小白"是不是已經(jīng)在心里吶喊：這誰不知道呀!不過我在這里花時間畫了三張圖，總還是有所考量的： a. 作為上一個章節(jié)和本章節(jié)之間的補(bǔ)充和連接，說明一下OFDM在頻域上面的表現(xiàn)，亦即OFDM的本源來歷。 b. 引導(dǎo)思考：信號的帶寬是多少? c. 引導(dǎo)思考：OFDM正交頻譜疊加部分到底有多寬呢?結(jié)合1.4，先想想，再往下看，會更好。 再次回到正軌，請回看第一節(jié)中的圖一至圖六等時域波形圖，圖示了在時域上，波形的調(diào)制，疊加接收，以及最終的解碼。讓我們看看圖一至圖三中的每個步驟在頻域上是如何表現(xiàn)的。 首先來看sin(t)。"小白"呀"小白"，你且說說sin(t)的頻譜是啥呀?"小白"弱弱的說：是一個沖激。是的，sin(t)是個單一的正弦波，代表著單一的頻率，所以其頻譜自然是一個沖激。不過其實圖一中所示的sin(t)并不是真正的sin(t)，而只是限定在[0,2π]之內(nèi)的一小段。無限長度的信號被限制在一小截時間之內(nèi)，【就好比從一個完整的人身上逮下一根頭發(fā)，然后把整個人都丟掉，以發(fā)代人】其頻譜也不再是一個沖激了。 對限制在[0,2π]內(nèi)的sin(t)信號，相當(dāng)于無限長的sin(t)信號乘以一個[0,2π]上的門信號(矩形脈沖)，其頻譜為兩者頻譜的卷積。sin(t)的頻譜為沖激，門信號的頻譜為sinc信號(即sin(x)/x信號)。沖激信號卷積sinc信號，相當(dāng)于對sinc信號的搬移。所以分析到這里，可以得出圖一的時域波形其對應(yīng)的頻譜如下： 圖21：限定在[0,2π]內(nèi)的a·sin(t)信號的頻譜，即以sin(t)為載波的調(diào)制信號的頻譜 sin(2t)的頻譜分析基本相同。需要注意的是，由于正交區(qū)間為[0,2π]，因此sin(2t)在相同的時間內(nèi)發(fā)送了兩個完整波形。相同的門函數(shù)保證了兩個函數(shù)的頻譜形狀相同，只是頻譜被搬移的位置變了： 圖22：限定在[0,2π]內(nèi)的b·sin(2t)信號的頻譜，即以sin(2t)為載波的調(diào)制信號的頻譜 將sin(t)和sin(2t)所傳信號的頻譜疊加在一起，如下： 圖23：a·sin(t)+b·sin(2t)信號的頻譜 圖23和圖13，均是頻域上兩個正交子載波的頻譜圖。比一下，發(fā)現(xiàn)了嗎?不太一樣! 是的，想必你已經(jīng)想起來了，這是因為基帶信號在傳輸前，一般會通過脈沖成型濾波器的結(jié)果。比如使用"升余弦滾降濾波器"后，圖23所示的信號就會被修理成圖13所示的信號了。這樣可以有效的限制帶寬外部的信號，在保證本路信號沒有碼間串?dāng)_的情況下，既能最大限度的利用帶寬，又能減少子載波間的各路信號的相互干擾。這也是1.4中沒有提及的，更多的可參考[1] 貼士：脈沖成型濾波器作用于頻域，可以"看作"時域中的每個碼元都是以類似sinc信號發(fā)出的。沒必要糾結(jié)于發(fā)送端碼元的時域波形，只需要知道在接收端通過合適的采樣就可以無失真的恢復(fù)信號就OK咯。 這里用到的是奈奎斯特第一準(zhǔn)則，在下面的框框內(nèi)會稍作描述： 奈奎斯特第一準(zhǔn)則請自行g(shù)oogle，這里說說其推論：碼元速率為1/T(即每個碼元的傳輸時長為T)，進(jìn)行無碼間串?dāng)_傳輸時，所需的最小帶寬稱為奈奎斯特帶寬。 對于理想低通信道，奈奎斯特帶寬W = 1/(2T) 對于理想帶通信道，奈奎斯特帶寬W =1/T 在下面的圖31中，可以看出信號的實際帶寬B是要大于奈奎斯特帶寬W(低通的1/(2T)或者帶通的1/T)的，這就是理想和現(xiàn)實的距離。 補(bǔ)充說明：本文提到的"帶寬"，也即約定俗成的帶寬理解方式，指的是信號頻譜中>=0的部分。在從低通到帶通的搬移過程中，因為將原信號負(fù)頻率部分也移出來了(也可理解為同乘e(j2πfct) + e(-j2πfct)的結(jié)果，見參考[2])【注：沒有上角標(biāo)和下角標(biāo)的編輯器，真不爽。不過，你應(yīng)該看得懂的】，所以帶寬翻倍了。如下圖所示： 圖31：內(nèi)涵豐富的圖，請參看上面和下面的說明文字 上面專門用框框列出奈奎斯特第一準(zhǔn)則，還有一個重要目的就是說明下頻帶利用率的問題。頻帶利用率是碼元速率1/T和帶寬B(或者W)的比值。 理想情況下，低通信道頻帶利用率為2Baud/Hz;帶通信道頻帶利用率同樣為2Baud/Hz(負(fù)頻率移出來后，和正頻率一樣可以獨(dú)立攜帶信號) 實際情況下，因為實際帶寬B要大于奈奎斯特帶寬W，所以實際FDM系統(tǒng)的頻帶利用率會低于理想情況。 【說到這里，終于可以圖窮匕見了】而OFDM的子載波間隔最低能達(dá)到奈奎斯特帶寬，也就是說(在不考慮最旁邊的兩個子載波情況下)，OFDM達(dá)到了理想信道的頻帶利用率。 圖32：OFDM正交子載波，載頻間距為奈奎斯特帶寬，保證了最大的頻帶利用率 將上述的頻域分析配上LTE的實現(xiàn)，有如下情況： 【注：本段描述需要有LTE物理層的基本知識】 子載波的間隔Δf=15kHz，一個OFDM symbol的發(fā)送時間是66.7us。在10MHz信道上，1ms的子幀共傳輸14個OFDM symbol【不是15個，留空給CP了】，每一個OFDM symbol攜帶600個復(fù)數(shù)信息，因此： 1. 從整個系統(tǒng)來看，波特率為600*14*2/1ms = 16.8MBaud，占據(jù)帶寬10MHz，因此帶寬利用率為16.8MBaud/10MHz = 1.68Baud/Hz，接近2Baud/Hz的理想情況。【注：一是CP占用了每個OFDM Symbol約1/15的資源，二是10MHz的頻帶并不是滿打滿算的用于傳輸數(shù)據(jù)，其邊界頻帶需要留空以減少與鄰近信道的干擾】 2. 單從OFDM一個symbol來看，波特率為600*2/66.7us = 18MBaud，占據(jù)帶寬600*15kHz=9MHz【不考慮邊界子載波帶外問題】，因此其帶寬利用率為18MBaud/9MHz=2Baud/Hz，符合上面的討論。 附：5M帶寬的WCDMA的chip rate = 3.84M/s，即碼率為3.84M*2 = 7.68MBaud，帶寬5M，所以帶寬利用率為7.68MBaud/5MHz = 1.536Baud/Hz，略遜于LTE的1.68Baud/Hz【注：WCDMA的脈沖成型采用滾降系數(shù)為0.22的升余弦濾波器，奈奎斯特帶寬為3.84M】 章節(jié)三：用IFFT實現(xiàn)OFDM 其實前兩章，我已經(jīng)將自己的理解盡數(shù)表達(dá)了：第一節(jié)是從時域上來說子載波正交的原理;第二節(jié)是從頻域上來解釋子載波正交后，達(dá)到理想頻帶利用率的特性。想來，雖然前兩章寫得較長【沒預(yù)料到會寫這么長的...太長了沒人看...】，但是應(yīng)該還是很簡單、清晰、易懂的。 不過"小白"的卡殼，似乎并不在于最基本的正交原理和頻帶利用率上，反而是IFFT變換中，充斥的各種時域頻域角色變換讓其眼花繚亂。 個人覺得要理解IFFT實現(xiàn)OFDM，最好的辦法還是看公式。比如第一章節(jié)中的公式1-1和公式1-2，配上時域波形圖的疊加，不要太好理解喲。當(dāng)然，這里的IFFT需要將時域離散化，因此公式 IFFT≈ IDFT --> fn =1/N·∑Fk·e(j·2π·k·n/N) 【公式3-1，n為時域離散后的序號，N為總的IFFT個數(shù)，n∈[1,N]】 關(guān)于公式3-1的理解方法，可以是這樣的。其中一種理解方式是聯(lián)系第一章節(jié)的公式1-2：可以發(fā)現(xiàn)公式3-1等號右側(cè)所表達(dá)的物理意義和公式1-2是相同的，均代表了不同子載波e(j·2π·k·n/N)發(fā)送各自的信號Fk，然后在時域上的疊加形成fn，只不過現(xiàn)在疊加出來的時域不是連續(xù)波形，而是離散的時序抽樣點(diǎn)。 另一種更容易，更可愛的理解方式是：在一個OFDM symbol的時長T內(nèi)，用N個子載波各自發(fā)送一個信號F(k)(k∈[1,N])，等效于直接在時域上連續(xù)發(fā)送fn(n∈[1,N])N個信號，每個信號發(fā)送T/N的時長。 在IFFT實現(xiàn)OFDM中，發(fā)送端添加了IFFT模塊、接收端添加了FFT模塊。IFFT模塊的功能相當(dāng)于說：別麻煩發(fā)送N個子載波信號了，我直接算出你們在空中會疊加成啥樣子吧;FFT模塊的功能相當(dāng)于說：別用老式的積分方法來去除其余的正交子載波了，我?guī)湍阋淮伟袾個攜帶信號全算出來吧。就是這樣，IFFT實現(xiàn)OFDM的系統(tǒng)用"數(shù)學(xué)的方法"，在發(fā)送端計算信號的疊加波形，在接收端去除正交子載波，從而大大簡化了系統(tǒng)的復(fù)雜度。 圖八：用IFFT實現(xiàn)OFDM。請自行對比圖七 最后說一句："小白"乃"白富美"之"白"，非"一窮二白"之"白"也。 好吧，該結(jié)束了。再寫得長了更沒人看了。 補(bǔ)充章節(jié)：從頻譜上來看正交性 本文最開始發(fā)表時是沒有這一段的，因為原文已然十分自恰，已將OFDM的原理說的非常清楚到位了。然而，這一段的內(nèi)容卻是別的文章中講解OFDM時經(jīng)常出現(xiàn)的橋段，因此覺得還是有必要補(bǔ)充陳述一下自己的觀點(diǎn)。 【注：本小節(jié)為補(bǔ)充章節(jié)，與本文邏輯沒有必然聯(lián)系，可直接略過。】 從正文章節(jié)中，可以發(fā)現(xiàn)作者的思路：從時域角度講解子載波的正交性;從頻域角度講解OFDM的頻帶利用率。作者覺得這是最容易理解OFDM原理的方式。但是教材中、網(wǎng)絡(luò)上，還有一種非常主流的講解方式：從頻域上“直觀的”看待子載波的正交性。比如下面這個圖： 圖51：從OFDM頻譜看待正交性(本圖來自網(wǎng)絡(luò)，比我畫的圖好些，還有文字說明) 這種觀點(diǎn)的說法是：在每個子載波的抽樣點(diǎn)上，其它的子載波信號抽樣值均為0(即上圖中的subcarrier Nulls對應(yīng)某個子載波的Subcarrier Peak)。這種說法在圖示上有非常醒目的直觀效果，所以是各教材講義中的常客，但是至少從作者的角度來看，這種說法在涉及到后面的解調(diào)信號時，將變得非常難以理解和說明。所以本文最開始的版本中是沒打算寫本小節(jié)的。 如果你看到這里，覺得這種說**中下懷，那么恭喜你。 如果你看到這里，覺得這種說法已經(jīng)讓你的腦袋成了漿糊，那么可以回顧第一章節(jié)：時域上的正交性，然后繼續(xù)閱讀下面部分以解毒。 時域上的正交性和頻域上的正交性之間的關(guān)系該如何聯(lián)系起來呢?回顧前面提到sin(t)和sin(2t)是正交的【證明：sin(t)·sin(2t)在區(qū)間[0,2π]上的積分為0】，推廣到更一般的情況是：{sin(2π·Δf·t)，sin(2π·Δf·2t)，sin(2π·Δf·3t),...,sin(2π·Δf·kt)}在區(qū)間[0, 1/Δf]上正交(注：教材上一般寫為u(t)在[-T/2,T/2]區(qū)間上怎么怎么著，本文就用不著那么學(xué)術(shù)了)。可以看出，這里有一個關(guān)鍵的參數(shù)Δf：它既是頻域上子載波的間距，又確定了時域上的信號傳輸時間。回顧時域頻域轉(zhuǎn)換圖： 圖52：同前面的圖21，時域波形和頻域的轉(zhuǎn)換 聯(lián)系上圖的時頻轉(zhuǎn)換，可以發(fā)現(xiàn)Δf既確定了子載波本身(即上圖中第一排的兩個圖)，又確定了待發(fā)信號的傳輸時間(即上圖中第二排的兩個圖中信號的寬度)，從而決定了信號頻譜的主瓣寬度以及旁瓣為0的位置。這也意味著，OFDM系統(tǒng)中一旦選定了子載波間隔，時域上的正交性以及頻域上的正交性也就順理成章的聯(lián)系起來了。如下圖： 圖53：同前面的圖23，兩路信號的間隔Δf，保證了時域上的正交性、確定了頻域上的旁瓣0點(diǎn)位置 其實對本作者而言，從頻譜上來看待OFDM的正交性有點(diǎn)顛倒因果的嫌疑。按我的理解：OFDM選用的正交子載波是因，頻譜中出現(xiàn)“其余子載波攜帶信號的旁瓣0點(diǎn)處于當(dāng)前子載波攜帶信號主瓣峰值處”的現(xiàn)象是果。以果推因，謬矣。 |
