|
1 引言 毫米波混頻器是毫米波通信、測量、雷達(dá)、電子對抗等系統(tǒng)中不可缺少的關(guān)鍵部件。當(dāng)系統(tǒng)使用頻率進(jìn)入毫米波頻段后，對應(yīng)的基波混頻器的本振源制作難度較大，成本較高。從降低成本、利用現(xiàn)有成熟技術(shù)的角度考慮，采用諧波混頻可以降低本振的工作頻率，而且可得到相當(dāng)于基波平衡混頻器的噪聲性能，在毫米波頻段被廣泛應(yīng)用。 2 諧波混頻器原理 諧波混頻主要是利用二極管的非線性得到本振的n(2，4，6……)次諧波和射頻混頻，再由匹配電路，濾波電路選出所需中頻。通常采用反向并聯(lián)二極管對，使輸出電路中，射頻只與本振的偶次諧波混頻，諧波成分比單管混頻減少一半，而幅度卻比單管大一倍。奇次本振只在管對內(nèi)部，輸出電路中沒有本振的奇次諧波，這樣既簡化了電路，減少了噪聲，同時大大降低了變頻損耗。整體原理框圖如下： 圖1 諧波混頻原理框圖 3 緊湊微波諧振單元(CMRC)濾波器 低通濾波器是現(xiàn)代通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵部分，傳統(tǒng)微帶低通濾波器采用高低阻抗線或開路線結(jié)構(gòu)，受傳輸線最高阻抗的限制，它們阻帶窄，寄生通帶影響大。針對這些缺點，現(xiàn)代微帶低通濾波器著重研究光子帶隙(PBG)或缺陷地(DGS)兩種結(jié)構(gòu)，通過這些結(jié)構(gòu)具有的等效電容和等效電感，實現(xiàn)了非常高的阻抗，從而大大提高了濾波器的性能，同時還具有寬帶阻和慢波特性。 根據(jù)傳輸線理論，無耗線的波速 ，L、C是單位長度的分布串聯(lián)電感、分布并聯(lián)電容。通過增大L、C就能減小波速v，得到慢波特性。 對于慢波結(jié)構(gòu)，頻率f變化時，由于波速v較小，波長λ相對變化小，對結(jié)構(gòu)的影響小。另一方面，對于同一頻率，慢波結(jié)構(gòu)的波長λ小，則相應(yīng)的結(jié)構(gòu)尺寸也小。CMRC低通濾波器的幾何結(jié)構(gòu)如圖2： 圖2 CMRC低通濾波器 它包括兩端50歐匹配線，中間一根長水平傳輸線，八根水平耦合線和四根垂直補償線，這些細(xì)線大大增強了電感，而平行線之間的縫隙又增大了傳輸線的電容。電容電感的增加使得這個結(jié)構(gòu)具有慢波特性，而且這些各種不同的電容電感產(chǎn)生了多個傳輸零點，使得電路具有寬阻帶的效果。等效電路如圖3。 圖3 CMRC濾波器等效電路 這里電感L1、L2、L3代表橫向細(xì)微帶，L4、L5代表縱向細(xì)微帶。電容C1、C2表示微帶線之間的耦合電容，C3、C4、C5表示微帶與地之間的電容。 4 電路設(shè)計及仿真 本設(shè)計采用RT/duroid 5880 高頻基片，基片厚0.254mm，介電常數(shù)2.2。它采用增強型聚四氟乙烯材料，具有低損耗、低吸濕、同向性、頻率一致性以及良好的抗腐蝕性，廣泛應(yīng)用于毫米波電路設(shè)計。二極管選用DMK2308是砷化鎵肖特基反向并聯(lián)二極管管對，它主要應(yīng)用于20～100GHz，具有低結(jié)電容和低串聯(lián)電阻。 射頻中心頻率freq_RF=37.5GHz，射頻功率P_RF=-10dBm;本振中心頻率freq_LO=9.6GHz，本振功率P_LO=10dBm。 4.1 波導(dǎo)-微帶過渡設(shè)計 目前常用的波導(dǎo)-微帶過渡結(jié)構(gòu)有：階梯脊波導(dǎo)過渡、鰭線過渡、耦合探針過渡等。它們帶寬都較寬(10%～20%帶寬內(nèi)回波損耗在15dB以下)，插入損耗小。階梯脊波導(dǎo)過渡加工復(fù)雜;耦合探針過渡波導(dǎo)出口方向與電路平行，不滿足很多系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)要求;鰭線過渡可視為準(zhǔn)平面結(jié)構(gòu)，直接印刷在基片上，簡單方便。本文就是采用雙面鮨線過渡結(jié)構(gòu)，如圖4： 圖4 波導(dǎo)～微帶鮨線過渡 漸變方式采用余弦平方結(jié)構(gòu)： 這里W(z)是漸變線寬，b是波導(dǎo)窄邊寬度(3.556mm)，w是50歐微帶線寬度(0.76mm)，L是漸變段總長(13mm)。圖中右下方的120度金屬弧塊是為了降低諧振頻率，確保其落在有用通帶之外。上下兩邊的通孔條帶是為了阻斷縱向電流，減小通帶損耗。三維電磁場仿真軟件HFSS仿真結(jié)果如圖5： 圓弧塊使鰭線過渡的諧振點落在30GHz以下，確保其偏離有用頻段34GHz～40GHz。在30GHz～40GHz帶寬內(nèi)，鰭線過渡段插入損耗小于0.15dB，回波損耗在20dB左右，使射頻信號由波導(dǎo)幾乎無損耗的過渡到微帶部分。 圖5 波導(dǎo)-微帶過渡 4.2 中頻低通濾波器設(shè)計 對于中頻輸出端，應(yīng)該通中頻IF(=4*LO-RF=900MHz)。主要阻止本振(9.6GHz)、射頻(37.5GHz)、本振奇次諧波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射頻與偶次本振的諧波(RF-2LO=18.3GHz)。 為了更好的實現(xiàn)上面的要求，這里選用了兩個CMRC級聯(lián)的形式，如圖6 圖6 兩級CMRC中頻端濾波器 第一級中間窄帶長度選7.6mm，它在9.6GHz處有20dB的抑制。第二級中間窄帶長度選2.6mm，它對15GHz～100GHz的頻率都有比較好的抑制。級聯(lián)后HFSS仿真結(jié)果如圖7 圖7 中頻端濾波器仿真結(jié)果 級聯(lián)后過渡帶更加陡峭，對要求阻斷的頻點有了更好的抑制。與傳統(tǒng)高低阻抗濾波器相比，尺寸減小了15mm，對28.8GHz、37.5GHz更多抑制了20dB左右。而且高低阻抗線設(shè)計的濾波器在0～50GHz范圍內(nèi)約有3、4個寄生通帶，影響了整個系統(tǒng)的帶寬，而本設(shè)計完全消除了這些寄生通帶。 4.3 本振濾波器設(shè)計 在本振輸入端，應(yīng)該通本振(9.6GHz)，阻射頻(37.5GHz)、本振奇次諧波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射頻與偶次本振的諧波(RF-2LO=18.3GHz)。 同中頻低通濾波器設(shè)計類似，也采用兩個CMRC級聯(lián)形式，其中一級長度也選2.6mm，二級長度選1.6mm，級聯(lián)后HFSS仿真結(jié)果如下： 圖8 本振端濾波器仿真結(jié)果 它對20GHz以后的頻率都有了20dB以上的抑制，很好滿足了設(shè)計的要求。 5 整體電路設(shè)計 最后，經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計的整體電路如圖9。電路左側(cè)為射頻輸入，右側(cè)為本振輸入，中頻由上端輸出。 圖9 整體電路加工圖 結(jié)合HFSS和ADS，仿真得變頻損耗隨射頻輸入頻率變化結(jié)果如圖10： 圖10 Ka波段四次諧波混頻器變頻損耗 由圖可見，15dB以下變頻損耗帶寬約有4.5GHz，最低變頻損耗為7.2dB。 6 總結(jié) 本文介紹了諧波混頻器的基本原理，分析了CMRC結(jié)構(gòu)的慢波、寬帶阻特性，據(jù)此設(shè)計出一種性能良好的Ka波段寬頻帶四次諧波混頻器。變頻損耗在15dB以內(nèi)的帶寬有4.5GHz。在射頻頻率37.5GHz，本振功率10dBm，中頻頻率900MHz時，變頻損耗為7.2dB。實驗研究工作正在進(jìn)行中。 |
