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引言 太陽能作為一種無污染的能源，有關其利用的研究一直是人們研究的熱點。為了提高太陽能的電能轉化效率，光伏并網逆變器的研究是光伏利用的重點。對于光伏并網逆變器，其拓撲結構按照變壓器可以分為： 高頻變壓器型，工頻變壓器型和無變壓器型。高頻變壓器體積小，重量輕，效率高，但是控制較為復雜;工頻變壓器體積大，重量重，結構簡單;為了能夠提高光伏并網系統的效率和降低成本，在沒有特殊要求的時候可以采用無變壓器型的拓撲結構。但是，由于沒有變壓器，輸入輸出沒有電氣隔離，光伏模塊的串并聯構成的光伏陣列對地的寄生電容變大，而且該電容受外界環境影響較大，由此產生的共模電流將會很大，對于漏電流的研究，現已有多種解決方案：當全橋逆變器采用單極性調制方式時，存在一開關頻率脈動的共模電壓，而采用雙極性調制方式時，共模電壓不變，其幅度等于母線電壓的一半;在半橋逆變器中，對地寄生電容電壓亦被輸入分壓大電容鉗位在母線電壓的一半，基本保持不變。這些都是基于橋式電路解決漏電流的方法，近年來出現了一種雙Buck逆變器結構，這種逆變器具有無橋臂直通，體二極管不工作，雙極性工作等突出特點，因而應用廣泛。本文提出一種新型的三電平雙Buck逆變器的方案，并置定相應的控制策略實現最大功率點的跟蹤和并網控制。 三電平雙Buck逆變器的總體方案 如圖1所示，為雙Buck逆變器的電路拓撲結構圖，雙Buck逆變器采用的是半周期工作模式，當輸出電流在正半周時，功率管S1、續流二極管D1、濾波電感L1和濾波電容Cf共同構成了Buck1電路。當輸出電流為負半周時，功率管S2、續流二極管D2、濾波電感L2和濾波電容Cf共同組成Buck2電路，兩條Buck電路不同時工作。相比于傳統的橋式逆變電路，電路無橋臂直通的可能，體二極管也不用參與工作過程。但是，這種情況下，功率管S1和S2在工作的半個周期內所承受的電壓時直流母線電壓Ud的兩倍。由于其橋臂本身輸出的電壓波形依然是雙極性的，所以其諧波含量依舊很大。 通過在雙Buck逆變器拓撲結構上進行優化，用兩個功率管和快恢復型二極管的組合開關電路(即S1&S3&D3和S4&S2&D4)替代原先的橋臂上的功率管。得到如圖2所示的新型三電平雙Buck逆變拓撲結構。 這種新型的三電平雙Buck逆變器依據是半周期工作模式：當輸出電感電流iL為正半周時，Buck1電路工作，當電感電流為負半周時，Buck2電路工作。其具體的工作模態如表1所示。經過優化的三電平雙Buck逆變器由于將其對地的寄生電容電壓牽制在輸入電壓的一半，所以其漏電流為零。 控制策略分析 為了能夠實現最大功率點跟蹤和實現輸出電壓電流的控制，整個控制采用復合控制策略，包括均壓控制環，電流控制環和電流基準環如圖3所示。 具體工作流程為：通過采集電容C1上的電壓UC1，計算母線電壓的一半得到UZ=Ubus/2;分別計算UC1與Uz的差值，將差值輸入到均壓環的調節器，輸出控制電流變化量△i;母線電壓經過最大跟蹤環節取得入網基準電流ig，將基準電流iL減去控制電流變化量△i和入網電流ig，將最后求的的電流經過比例積分誤差放大電路，與三角波相交并通過控制邏輯生成爭先脈寬調制信號(SPWM波)，通過輸出的SPWM波形控制開關管的導通關斷，實現電壓調節功能。式中c1 U和c2 U為電容C1和電容C2的電壓初始大小，假設兩電容電壓大小相等，則可得兩電容電壓的偏差大小為： 仿真和驗證 對于上述的閉環系統，設置參數并進行仿真，具體參數設置如下：輸入直流電壓Ud=720V，輸入電容C1=C2=1100uF，輸出濾波電感L1=L2=750uH，預計輸出的交流電壓Uo=220V，頻率為50Hz，額定輸出功率Po=1KW. 具體的仿真結果如圖4所示，ug表示為電網電壓，iL為電感電流，Uc1為電容C1的電壓，UC2為電容C2的電壓，V1~V4分別表示逆變器對于功率開關管S1~S4的控制信號。具體的工作情況：當iL大于零，即工作在正半周，Buck1電路工作，功率開關管S1，S3導通，S2、S4截至，iL2=0，此時電壓uB=ug;當iL小于零，即工作在負半周時，Buck2電路工作，功率開關管S1、S3截至，S2，S4導通，iL2=0，此時電壓uA=ug，本閉環系統采集電容信號，實現輸入均壓控制，因此輸入電容UC1和UC2保持穩定。 總結 本文分析了傳統橋式逆變電路和新型三電平雙Buck逆變電路的拓撲結構，分析了普通雙Buck逆變電路漏電流的產生并提出了一種新型的單相雙Buck光伏逆變器的方案，這種改進型的三電平雙Buck逆變電路對于逆變橋臂與地之間的寄生電容通過分壓電容進行電壓鉗制，對于電網頻率的低頻率變化，抑制了漏電流的大小。針對新型的三電平雙Buck逆變器電路制定相應的控制策略，通過采樣電壓信號，實現最大功率跟蹤和均壓控制。最后通過仿真波形，驗證三電平雙Buck逆變電路的正確性，并取得了較好的實驗結果。 |
