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1 引言 目前，PWM功率變換技術得到了廣泛的應用。對于工作在硬開關狀態下的PWM逆變器，由于其開關損耗大，并且產生嚴重EMI，難以滿足開關電源高頻化、綠色化的要求。為克服硬開關的不足，軟開關技術得到迅速的發展，特別是DC/DC變換器移相軟開關技術已趨于成熟。但對于DC/AC變換器，由于考慮其輸出波形質量等因素，目前，還沒有真正意義上的軟開關產品出現。雖然也出現過一些DC/AC變換器拓撲和軟開關控制技術[1][2][3]，但這些方法還不能真正走向實用。 文獻[4]介紹了用諧振電路實現軟開關，是一種比較好的方法，然而這一技術需要跟蹤電路中的電壓和電流，在電壓和電流過零處實現軟開關，這必然使電路變得復雜。為較好地解決這一難題，文獻[5]介紹了利用電感換流的非諧振軟開關PWM技術，然而這一技術只適用于雙極性電壓控制的DC/AC變換器電路。在分析文獻[5]的基礎上，本文設計出了一種適用單極倍頻SPWM[6]軟開關DC/AC變換器電路。 2 單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器主電路 2.1 主電路結構 圖1所示為新型單極倍頻SPWM軟開關DC/AC逆變器主電路原理圖。圖2為其主要工作波形。該電路在硬開關SPWMDC/AC逆變器的基礎上添加了電容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2電感Lr1，Lr2，其中電容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，電感Lr1=Lr2，大容量電解電容CE1=CE2視為恒壓源。這些元件為電路中的4只功率管實現零電壓開關(ZVS)創造了條件。 圖1 主電路結構 圖2 主電路主要工作波形 2.2 軟開關的實現原理 以下公式中的電壓、電流方向以圖1中的參考方向為準。并假設負載電流io連續。 1)工作模式1(t0-t1時間段) 在這一時間段中S1及S3導通，S2及S4關閉，iLr1從電源ED的正極經過S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的負極并逐漸增大;同時電容CE1經過S3，Cr2，Lr2繼續放電，放電電流iLr2繼續上升，在t1時刻iLr2達到最大，即 iLr2(ωt1)=αIomsinωt1- (1-α2sin2ωt1)(1) 式中：α為調制比;Iom為負載電流最大值，Iom=ED/RL;ω=2πfc，fc為載波頻率。 對應的等效電路拓撲見圖3(a)。 2)工作模式2(t1-t2時間段) 在此時間段，功率管S1繼續導通，iLr1繼續增大。t1時刻S3關斷，集電極電流i3從開關管S3轉換到緩沖電容C3，為C3充電，C3上的電壓從零開始上升，S3實現零電壓關斷;同時，存儲在C4上的能量通過Cr2，Lr2,CE2回路放電，其等效電路拓撲如圖3(b)。從圖可看出，C3充電回路與C4放電回路參數相同。因此，在t=t2時刻，vC3=ED，vC4=0。充放電時間t21為 t21=t2-t1= (2) 3)工作模式3(t2-t3時間段) 在t=t2時刻D4導通，為循環電流iL2的續流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的觸發信號到來，S4實現零電壓開通。其等效拓撲如圖3(c)所示。 4)工作模式4(t3-t4時間段) 在t3時刻S4零電壓開通。循環電流iL2繼續通過D4續流，在t4時刻續流完畢。續流時間t41為 t41=t4-t1=- (3) 其等效電路拓撲如圖3(d)。 5)工作模式5(t4-t5時間段) t4時刻后，S4的集電極電流從零開始上升。電源ED為負載提供能量。其等效電路拓撲如圖3(d)。 (a) t0-t1 (b) t1-t2 (c) t2-t3 (d) t3-t4 圖3 各種模式下的等效電路拓撲 在t5時刻，S1關斷，緩沖電容C1的存在，S1實現零電壓關斷。t5時刻之后，電路進入開關周期的下半周期，其工作模式同上。 2.3 電路特性討論 1)主電路中不需要任何電壓/電流檢測裝置來實現開關管軟開通。 2)由于開關管實現軟開關，所以逆變器的輸出電壓波形不會因為死區時間td的存在而發生畸變。 3)不會因為同一橋臂的兩個二極管的反向恢復電流而導致橋臂直通。 4)控制電路采用單極倍頻電壓控制信號，主電路在一個周期中各個時間段過渡時，僅有一個開關管的狀態發生改變，這就降低了在產生一定的脈波數時開關的動作次數，或者說用同樣的開關頻率可以把輸出電壓中脈波數提高一倍，這對減小開關損耗，提高逆變器的工作效率都是有好處的。 5)在主電路的SPWM輸出電壓波形中，正向只有正電壓脈沖，負向只有負電壓脈沖，這對減小輸出濾波參數，提高輸出波形質量是有好處的。 由于單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器的超前橋臂控制信號與滯后橋臂的控制信號相差180°，所以超前臂的開關動作與滯后臂相對獨立。這為各橋臂上的驅動信號相差120°的，三相逆變器電感換流調頻軟開關技術的進一步研究，打下了較好的基礎。 3 主要參數設計 3.1 電感Lr1(Lr2)的設計 由2.3的分析知 ≥td(4) 將式(1)代入式(4)并整理有 Lr2≤(1-α)(1+α-4fctd) (5) 3.2 電容Cr1(Cr2)的設計 由2.2的工作過程分析可知，在緩沖電容C3及C4充放電時間很短的情況下，圖1等效拓撲如圖4所示。 圖4 等效電路拓撲 根據等效拓撲，有式(6)成立 di3/dt=(ED-vCr2)/Lr2;dvCr2/dt=iLr2/Cr2(6) 進一步得到i3的最大值為 i3max=ED/4fcLr2(1+1/48fc2Lr2Cr2)(7) 由式(7)可知，為了盡可能最大限度向負載傳輸能量，集電極電流i3應盡可能大，所以，Cr2越小越好。然而Cr2太小諧振阻抗太大，續流時間太長，將影響驅動信號，開關管的占空比將嚴重丟失，輸出功率降低。為兼顧二者，在實際中一般取1/48fc2Lr2Cr2≤0.1，所以 Cr2≥5/24fc2Lr2(8) 3.3 緩沖電容C1(C2，C3，C4)的設計 當緩沖電容C1太大時，充放電時間常數較長，若充放電時間大于死區時間td，將產生橋臂直通現象。為確保此現象不發生，所以緩沖電容取值不能太大。 由式(2)有 ≤td(9) 當sinωt=1時iL2最小，式(9)的左邊最大，將式(1)代入(9)有 C1≤td (10) 4 實驗波形及結語 依據上述分析和參數設計，以圖1為主電路進行了實驗。具體線路參數為：開關頻率f=12.5kHz，主功率管選用1MBH60D-100型號的IGBT，調制比α=0.8，緩沖電容C1=C2=C3=C4=18nF，Cr1=Cr2=16.7μF，Lr1=Lr2=80μH，Lf=1.0mH，Cf=18μF，RL=10Ω。圖5-圖8為實驗所得波形。 圖5 S1(S2)的驅動波形和管壓降波形 圖6 S3(S4)的驅動波形和管壓降波形 圖7 單極倍頻硬開關DC/AC逆變器的輸出電壓波形 圖8 單極倍頻軟開關DC/AC逆變器的輸出電壓波形 圖5及圖6給出了主電路中開關管的管壓降和驅動信號的波形(圖中：1—驅動信號波形，2—開關管管壓降波形)，圖7給出了硬開關DC/AC變換器的輸出電壓波形，圖8給出了軟開關DC/AC變換器的輸出電壓波形。 由圖5及圖6可知在開關管的驅動信號到來之前，開關管兩端的壓降已為零，開關管實現了零電壓開通;驅動信號關斷后，開關管兩端的電壓還維持于零,開關管實現了零電壓關斷。 由圖7及圖8可知在未實現軟開關時，主電路的輸出電壓波形質量較差，并且有較大的“毛刺”(開關管在進行開關動作時產生)，這些“毛刺”的存在將對電路自身和周圍其它電路和用電器產生嚴重的電磁干擾(EMI);在加入軟開關電路后，輸出電壓波形質量有了很大改善，并且無任何“毛刺”，較好地抑制了電磁干擾(EMI)。 |
