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數字電視地面廣播技術采用數字壓縮技術,在同樣清晰度和音質情況下,用戶可以接收的節目數量提高4~6倍｡同一信道中,可同時傳輸附加數據和其他信息,且抗干擾能力強,覆蓋區域內近場和遠場的接收效果幾乎相同,因此,數字電視受到了廣泛的關注｡ 歐美一些國家對數字電視技術的研究較為深入,已研制出了性能完善的數字電視信號發射機｡我國數字電視技術的研究起步相對較晚,還處在實驗階段｡為降低成本,數字電視發射機的國產化是我國廣播電視行業發展的必然趨勢｡ 功率放大器是數字電視發射機中的重要組成部分｡通常情況下,數字電視發射機中的信號經COFDM方式調制后輸出中頻模擬信號,通過上變頻送入放大部分｡該調制方式包括IFFT(8M)和IFFT(2M)兩種模式,分別由6817和1705個載波組成｡每個載波之間的頻率間隔非常近,所以交調信號很容易落在頻帶內,引起交調失真｡數字電視的發射機較傳統類型,在線性度､穩定性等方面有著更高的要求｡對發射機中的功率放大器要求必須工作在較高的線性狀態下,增益穩定｡ 發射系統的放大部分分為激勵和主放大電路｡其中激勵部分為寬帶功率放大器,為確保地面數字電視傳輸的正常穩定,需要具有良好的穩定性和可靠性,其工作頻段在470MHz~860MHz,工作狀態為AB類;要求增益大于10dB,交調抑制小于-35dB,噪聲功率密度大于130dBc/Hz｡本文采用最新的LDMOS FET器件,及平衡放大電路結構?設計數字電視發射機中的驅動級功率放大器,經過優化和調試,滿足系統要求｡ 1 功率放大器設計 1.1 功率放大器的放大芯片選型 本文采用摩托羅拉LDMOS FET器件MRF373MRF373作為功放的放大芯片｡該芯片在線性､增益和輸出能力上相對于BJT器件有較大的提升,使發射機的可靠性和可維護性大大提高｡與傳統的分米波雙極型功放管相比,LDMOS FET具有以下顯著優點: •可以在高駐波比(VSWR=10:1)情況下工作; •增益高(典型值13dB); •飽和曲線平滑,有利于模擬和數字電視射頻信號放大; •可以承受大的過驅動功率,特別適用于DVB-T中COFDM調制的多載波信號; •偏置電路簡單,無需復雜的帶正溫度補償的有源低阻抗偏置電路｡ LDMOS制造工藝結合了BPT和砷化鎵工藝｡與標準MOS工藝不同的是,在器件封裝上,LDMOS沒有采用BeO氧化鈹隔離層,而是直接硬接在襯底上,導熱性能得到改善,提高了器件的耐高溫性,大大延長了器件壽命｡由于LDMOS管的負溫效應,其漏電流在受熱時自動均流,而不會象雙極型管的正溫度效應在收集極電流局部形成熱點,從而管子不易損壞｡所以LDMOS管大大加強了負載失配和過激勵的承受能力｡同樣由于LDMOS管的自動均流作用,其輸入-輸出特性曲線在1dB壓縮點(大信號運用的飽和區段)下彎較緩,所以動態范圍變寬,有利于模擬和數字電視射頻信號放大｡LDMOS在小信號放大時近似線性,幾乎沒有交調失真,很大程度簡化了校正電路｡MOS器件的直流柵極電流幾乎為零,偏置電路簡單,無需復雜的帶正溫度補償的有源低阻抗偏置電路｡ 1.2 電路結構選擇及比較 小信號S參數可以用于甲類放大器的設計,也就是要求信號的放大基本限制在晶體管的線性區域｡然而,涉及到大功率放大器時,由于放大器工作在非線性區,所以小信號通常近似無效｡此時必須求得晶體管的大信號S參數或阻抗,以得到合理的設計效果｡ 一般說來,甲類工作狀態失真系數最小,具有良好的線性度｡但是在大功率應用情況下,由于甲類工作狀態的效率低(50%)而不適用｡采用甲乙類推挽放大器的電路形式,可以得到與甲類放大器相近的線性指標｡ 推挽電路形式由兩個獨立且無任何內部連接的單管放大器構成,通過兩個巴倫進行功率的矢量分配與合成｡由于巴倫本身具有變阻的特點,因此大大降低了變阻比帶來的阻抗匹配的困難,且巴倫對于偶次諧波具有很好的抑制作用｡但是由于巴倫兩邊間隔過小,兩路相互影響較大,所以應用巴倫結構的放大器穩定性較差,且該電路的輸入和輸出駐波比較差｡ 本文采用平衡放大器的形式,結構如圖1所示｡其工作原理與巴倫結構的電路相似,但是由于3dB電橋的應用,使得兩路射頻信號之間隔離較好,有利于兩個端口的匹配｡相對于單管放大器結構,其優點如表1｡ 1.3 匹配網絡設計 由于MRF373MRF373沒有提供內匹配,所以要在放大電路中構建匹配網絡｡數字電視反射系統中的放大電路工作在470MHz~860MHz,需要在寬頻帶范圍內實現阻抗匹配｡寬帶放大器匹配電路設計的基本思想是:在放大器的輸入輸出及級間都采用電抗匹配網絡進行多級阻抗變換｡該網絡只起匹配作用,不額外損耗功率,可以保證最大的傳輸系數,對器件特性起均衡作用,并可以滿足系統所需要的帶寬要求｡ 使用器件的IV曲線或者通過輸出功率､工作電壓等參數可以確定負載RL｡為使輸出功率最大,用RL表示器件的內部漏極負載,以此作為輸出匹配電路的目標｡如果一個網絡對一個復阻抗有最佳匹配,則網絡的輸出阻抗等于負載阻抗的復數共軛值｡現在的負載阻抗是純實數RL,所以最佳輸出匹配電路反映到器件漏極負載的阻抗是RL的復數共軛值,即: RL=(VDD-VDS(SAT))2/2P 其中VDD是工作電壓,VDS(SAT)是拐點電壓,P是輸出功率｡ 根據上式可以算出,MRF373MRF373的RL大約為6Ω｡ 本文中的放大電路采用分離元件和分布參數元件混合使用的方法｡由于電感比電容有更高的熱損耗,所以在此類電路中通常避免使用電感,而使用高阻抗的傳輸線代替｡混合類型的匹配網絡通常包括幾段串連的傳輸線以及間隔配置的并聯電容｡該放大器的輸入匹配部分采用了四節連阻抗變換,輸出匹配采用五節連阻抗變換的混合電路形式｡輸入､輸出匹配網絡拓撲圖如圖2､圖3所示｡ 2 電路優化與仿真結果 由于數字電視發射系統要求放大電路必須工作在線性放大狀態,可以用小信號S參數法分析｡借助器件廠商提供的小信號S參數文件,可以用ADS對整個電路進行小信號S參數仿真,得到小信號增益､端口匹配､隔離及穩定因子K｡表2為MRF373MRF373在(Vce=26V､Ic=500mA)下的S參數｡ 用ADS進行電路仿真并不能達到設計要求,需在此基礎上進行電路優化｡當只有小信號S參數作為模型來設計功率放大器時,電路優化的步驟一般為:首先盡可能以RL(相對最大輸出功率的負載電阻)匹配為目標,優化和確定輸出匹配電路元件值;然后再優化輸入匹配電路的元件值,改善增益和輸入匹配電路｡需要注意的是:在優化前,必須得到盡可能完整的輸出電路模型,然后在工作頻率下對其優化,達到與RL的最佳匹配｡圖4為放大電路的仿真結果,圖5為電路最終優化結果｡ 3 測試結果 經過大量實驗和反復調試,實測結果如圖6所示｡該驅動級放大器工作于線性狀態｡由圖6增益曲線圖可知,整個頻帶內增益平坦,為12dB左右,與仿真結果大致一樣｡回波損耗小于15dB,帶內駐波比小于1.3｡輸入功率2瓦時,用功率計測得輸出功率25W,信號幅度穩定,其交調抑制小于-35dB｡各項指標滿足系統要求,與國外同類數字電視發射機中放大器的指標接近,成本大大降低,為今后數字電視發射機的國產化研制奠定了基礎｡ |
