|
數(shù)字電視地面廣播技術采用數(shù)字壓縮技術,在同樣清晰度和音質(zhì)情況下,用戶可以接收的節(jié)目數(shù)量提高4~6倍｡同一信道中,可同時傳輸附加數(shù)據(jù)和其他信息,且抗干擾能力強,覆蓋區(qū)域內(nèi)近場和遠場的接收效果幾乎相同,因此,數(shù)字電視受到了廣泛的關注｡ 歐美一些國家對數(shù)字電視技術的研究較為深入,已研制出了性能完善的數(shù)字電視信號發(fā)射機｡我國數(shù)字電視技術的研究起步相對較晚,還處在實驗階段｡為降低成本,數(shù)字電視發(fā)射機的國產(chǎn)化是我國廣播電視行業(yè)發(fā)展的必然趨勢｡ 功率放大器是數(shù)字電視發(fā)射機中的重要組成部分｡通常情況下,數(shù)字電視發(fā)射機中的信號經(jīng)COFDM方式調(diào)制后輸出中頻模擬信號,通過上變頻送入放大部分｡該調(diào)制方式包括IFFT(8M)和IFFT(2M)兩種模式,分別由6817和1705個載波組成｡每個載波之間的頻率間隔非常近,所以交調(diào)信號很容易落在頻帶內(nèi),引起交調(diào)失真｡數(shù)字電視的發(fā)射機較傳統(tǒng)類型,在線性度､穩(wěn)定性等方面有著更高的要求｡對發(fā)射機中的功率放大器要求必須工作在較高的線性狀態(tài)下,增益穩(wěn)定｡ 發(fā)射系統(tǒng)的放大部分分為激勵和主放大電路｡其中激勵部分為寬帶功率放大器,為確保地面數(shù)字電視傳輸?shù)恼７�(wěn)定,需要具有良好的穩(wěn)定性和可靠性,其工作頻段在470MHz~860MHz,工作狀態(tài)為AB類;要求增益大于10dB,交調(diào)抑制小于-35dB,噪聲功率密度大于130dBc/Hz｡本文采用最新的LDMOS FET器件,及平衡放大電路結構?設計數(shù)字電視發(fā)射機中的驅(qū)動級功率放大器,經(jīng)過優(yōu)化和調(diào)試,滿足系統(tǒng)要求｡ 1 功率放大器設計 1.1 功率放大器的放大芯片選型 本文采用摩托羅拉LDMOS FET器件MRF373MRF373作為功放的放大芯片｡該芯片在線性､增益和輸出能力上相對于BJT器件有較大的提升,使發(fā)射機的可靠性和可維護性大大提高｡與傳統(tǒng)的分米波雙極型功放管相比,LDMOS FET具有以下顯著優(yōu)點: •可以在高駐波比(VSWR=10:1)情況下工作; •增益高(典型值13dB); •飽和曲線平滑,有利于模擬和數(shù)字電視射頻信號放大; •可以承受大的過驅(qū)動功率,特別適用于DVB-T中COFDM調(diào)制的多載波信號; •偏置電路簡單,無需復雜的帶正溫度補償?shù)挠性吹妥杩蛊秒娐?#65377; LDMOS制造工藝結合了BPT和砷化鎵工藝｡與標準MOS工藝不同的是,在器件封裝上,LDMOS沒有采用BeO氧化鈹隔離層,而是直接硬接在襯底上,導熱性能得到改善,提高了器件的耐高溫性,大大延長了器件壽命｡由于LDMOS管的負溫效應,其漏電流在受熱時自動均流,而不會象雙極型管的正溫度效應在收集極電流局部形成熱點,從而管子不易損壞｡所以LDMOS管大大加強了負載失配和過激勵的承受能力｡同樣由于LDMOS管的自動均流作用,其輸入-輸出特性曲線在1dB壓縮點(大信號運用的飽和區(qū)段)下彎較緩,所以動態(tài)范圍變寬,有利于模擬和數(shù)字電視射頻信號放大｡LDMOS在小信號放大時近似線性,幾乎沒有交調(diào)失真,很大程度簡化了校正電路｡MOS器件的直流柵極電流幾乎為零,偏置電路簡單,無需復雜的帶正溫度補償?shù)挠性吹妥杩蛊秒娐?#65377; 1.2 電路結構選擇及比較 小信號S參數(shù)可以用于甲類放大器的設計,也就是要求信號的放大基本限制在晶體管的線性區(qū)域｡然而,涉及到大功率放大器時,由于放大器工作在非線性區(qū),所以小信號通常近似無效｡此時必須求得晶體管的大信號S參數(shù)或阻抗,以得到合理的設計效果｡ 一般說來,甲類工作狀態(tài)失真系數(shù)最小,具有良好的線性度｡但是在大功率應用情況下,由于甲類工作狀態(tài)的效率低(50%)而不適用｡采用甲乙類推挽放大器的電路形式,可以得到與甲類放大器相近的線性指標｡ 推挽電路形式由兩個獨立且無任何內(nèi)部連接的單管放大器構成,通過兩個巴倫進行功率的矢量分配與合成｡由于巴倫本身具有變阻的特點,因此大大降低了變阻比帶來的阻抗匹配的困難,且巴倫對于偶次諧波具有很好的抑制作用｡但是由于巴倫兩邊間隔過小,兩路相互影響較大,所以應用巴倫結構的放大器穩(wěn)定性較差,且該電路的輸入和輸出駐波比較差｡ 本文采用平衡放大器的形式,結構如圖1所示｡其工作原理與巴倫結構的電路相似,但是由于3dB電橋的應用,使得兩路射頻信號之間隔離較好,有利于兩個端口的匹配｡相對于單管放大器結構,其優(yōu)點如表1｡ 1.3 匹配網(wǎng)絡設計 由于MRF373MRF373沒有提供內(nèi)匹配,所以要在放大電路中構建匹配網(wǎng)絡｡數(shù)字電視反射系統(tǒng)中的放大電路工作在470MHz~860MHz,需要在寬頻帶范圍內(nèi)實現(xiàn)阻抗匹配｡寬帶放大器匹配電路設計的基本思想是:在放大器的輸入輸出及級間都采用電抗匹配網(wǎng)絡進行多級阻抗變換｡該網(wǎng)絡只起匹配作用,不額外損耗功率,可以保證最大的傳輸系數(shù),對器件特性起均衡作用,并可以滿足系統(tǒng)所需要的帶寬要求｡ 使用器件的IV曲線或者通過輸出功率､工作電壓等參數(shù)可以確定負載RL｡為使輸出功率最大,用RL表示器件的內(nèi)部漏極負載,以此作為輸出匹配電路的目標｡如果一個網(wǎng)絡對一個復阻抗有最佳匹配,則網(wǎng)絡的輸出阻抗等于負載阻抗的復數(shù)共軛值｡現(xiàn)在的負載阻抗是純實數(shù)RL,所以最佳輸出匹配電路反映到器件漏極負載的阻抗是RL的復數(shù)共軛值,即: RL=(VDD-VDS(SAT))2/2P 其中VDD是工作電壓,VDS(SAT)是拐點電壓,P是輸出功率｡ 根據(jù)上式可以算出,MRF373MRF373的RL大約為6Ω｡ 本文中的放大電路采用分離元件和分布參數(shù)元件混合使用的方法｡由于電感比電容有更高的熱損耗,所以在此類電路中通常避免使用電感,而使用高阻抗的傳輸線代替｡混合類型的匹配網(wǎng)絡通常包括幾段串連的傳輸線以及間隔配置的并聯(lián)電容｡該放大器的輸入匹配部分采用了四節(jié)連阻抗變換,輸出匹配采用五節(jié)連阻抗變換的混合電路形式｡輸入､輸出匹配網(wǎng)絡拓撲圖如圖2､圖3所示｡ 2 電路優(yōu)化與仿真結果 由于數(shù)字電視發(fā)射系統(tǒng)要求放大電路必須工作在線性放大狀態(tài),可以用小信號S參數(shù)法分析｡借助器件廠商提供的小信號S參數(shù)文件,可以用ADS對整個電路進行小信號S參數(shù)仿真,得到小信號增益､端口匹配､隔離及穩(wěn)定因子K｡表2為MRF373MRF373在(Vce=26V､Ic=500mA)下的S參數(shù)｡ 用ADS進行電路仿真并不能達到設計要求,需在此基礎上進行電路優(yōu)化｡當只有小信號S參數(shù)作為模型來設計功率放大器時,電路優(yōu)化的步驟一般為:首先盡可能以RL(相對最大輸出功率的負載電阻)匹配為目標,優(yōu)化和確定輸出匹配電路元件值;然后再優(yōu)化輸入匹配電路的元件值,改善增益和輸入匹配電路｡需要注意的是:在優(yōu)化前,必須得到盡可能完整的輸出電路模型,然后在工作頻率下對其優(yōu)化,達到與RL的最佳匹配｡圖4為放大電路的仿真結果,圖5為電路最終優(yōu)化結果｡ 3 測試結果 經(jīng)過大量實驗和反復調(diào)試,實測結果如圖6所示｡該驅(qū)動級放大器工作于線性狀態(tài)｡由圖6增益曲線圖可知,整個頻帶內(nèi)增益平坦,為12dB左右,與仿真結果大致一樣｡回波損耗小于15dB,帶內(nèi)駐波比小于1.3｡輸入功率2瓦時,用功率計測得輸出功率25W,信號幅度穩(wěn)定,其交調(diào)抑制小于-35dB｡各項指標滿足系統(tǒng)要求,與國外同類數(shù)字電視發(fā)射機中放大器的指標接近,成本大大降低,為今后數(shù)字電視發(fā)射機的國產(chǎn)化研制奠定了基礎｡ |
