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能源是人類賴以生存和發展的主要物質基礎， 是世界經濟的支柱，也是影響國家安全的重要因素。目前世界能源的利用仍以煤炭、石油、天然氣和水與核能等一次能源為主，然而這些有限的能源儲量正在日趨枯竭。能源問題是制約人類社會不斷地可持續發展的最重要因素之一。此外，大量使用化石燃料已經給人類生存環境帶來了嚴重的后果。因此，在有限資源和環保嚴格要求的雙重制約下，人類要解決能源問題，實現可持續發展，只能依靠科技進步，大規模地開發利用可再生潔凈能源。 太陽能是人類取之不盡用之不竭的可再生能源，具有儲量的無限性、存在的普遍性、開發利用的清潔性以及逐漸顯露出的經濟性等優勢， 它的開發利用是解決常規能源特別是化石能源帶來的能源短缺、環境污染和溫室效應等問題的有效途徑，是人類理想的替代能源。 太陽能利用有兩個重要途徑光熱和光伏發電。光伏發電是利用半導體材料的光生伏打效應原理直接將太陽輻射能轉換為電能的技術。太陽能光伏發電是太陽能發電技術中最有可能大規模經濟利用的技術，它具有一許多其他發電方式無法比擬的優點。而逆變器是光伏發電系統中最主要的關鍵性平衡部件，其質量的好壞對光伏發電系統的安全性和可靠性起著至關重要的作用。 1 光伏逆變器的簡介 逆變器的主電路結構按照輸出的隔離形式分為工頻變壓器隔離方式，高頻變壓器隔離方式，非隔離3 方式種。采用工頻變壓器進行隔離的逆變器，具有良好的抗雷擊和消除尖波的性能，電路簡單，變換只有一級，但是主變壓器和濾波電感體積大。采用高頻變壓器的逆變器比工頻變壓器隔離的逆變器體積小，重量輕，成本低。但是，經多級變換，回路較為復雜，效率問題比較突出。了進一步降低成本，提高效率，采用無變壓器無隔離方式逆變器主電路，如圖1 所示，其中（a）部分電路為為boost 升壓電路，（b）部分電路為全橋逆變電路。 圖1 非隔離型逆變器主電路 2 Boost ZVT-PWM 變換器基本原理 隨著技術的進步和對投資收益比的追求，在光伏發電系統中不僅追求太陽能組件的轉換效率，而且還追求逆變器轉換效率。圖1 所示電路雖然能提高逆變轉換效率，但是由于功率管Q1 工作在硬開關狀態，不僅其開關損耗較大，而且增大了電路中開關管的電壓和電流應力，另外，還會帶來了電磁干擾（EMI）問題。 本文的零轉換（Zero transition）變換電路將解決上述電路中諸多問題，其主要特點是把輔助諧振網絡從主功率通路中移開，變為與主功率開關管并聯。在主功率開關管變換的很短一段時間間隔內，導通輔助開關管使輔助諧振網絡起作用， 使主功率開關管在零電壓下完成開關過程，完成這種過程的PWM 變換器稱為零電壓轉換（ZVT-PWM）變換器。 圖2 所示為基本的零電壓轉換PWM 變換電路拓撲結構的改進電路，該電路不僅主功率開關管工作于零電壓轉換狀態，而且其輔助功率開關管也能在軟開關條件下完成開關過程。該電路在工程實際應用中具有重要意義，進一步提高了整個電路的效率。 圖2 ZVT Boost 主電路拓撲 圖2 中Q1為變換器的主開關管，Qa為輔助開關管，D1為主二極管，其他電路器件（二極管Dt、Da，電感La，電容Cr、Ca）為構成輔助諧振回路的元器件， 其中DQ1和Cr分別是主開關管Q1的反并聯二極管和輸出結電容。該電路具有如下特點： a.實現主功率開關管Q1的零電壓開通（ZVS）； b.實現主功率二極管D1的零電流關斷； c.輔助開關管Qa零電流開通、零電壓關斷；Ca對Qa的關斷起緩沖作用。 ZVT Boost 電路的主輔開關管驅動時序及主要節點波形圖如圖3所示，由波形圖中可以看出Q1開通時期兩端電壓為零，達到了零電壓開通的效果。 圖3 ZVT Boost 主輔管驅動時序和主要節點波形 ZVT Boost 電路主要有8 種工作模態， 各工作模態對應的等效電路如圖4 所示。 圖4 ZVT Boost 電路不同開關模態下的等效電路 （1）開關模態1 [t0, t1]，對應圖4(a) 在t0時刻前，主開關管Q1和輔助開關管Qa處于關斷狀態，升壓二極管D1導通。在t0時刻，開通Qa，此時輔助電感電流iLa從0 開始線性上升，其上升斜率為(diLa/ dt )= (V0/La)，而D1 中的電流開始線性下降，其下降斜率為(diD1/ d>t )= (V0/La)。在t1時刻，iLa上升到升壓電感電流Ii，D1的電流減小到0，D1自然關斷，開關模態1 結束。該模態的持續時間為： t01=( La Ii)/ V0 （1） （2）開關模態2 [t1, t2]，對應圖4(b) 在此開關模態中，La開始與電容Cr諧振，iLa繼續上升， 而Cr的電壓vCr開始下降。iLa和vCr分別為： 當Cr的電壓下降到0 時，Q1的反并聯二極管DQ1導通，將Q1的電壓鉗位在零，此時輔助電感電流ILa(t2)=Ii+Vo/Za。該模態持續的時間為： （3）開關模態3 [t2, t3]，對應圖4(c) 在該模態中，DQ1導通，La電流通過DQ1續流，此時開通Q1就是零電壓開通。Q1的開通時刻應該滯后于Qa的開通時刻，滯后時間為： （4）開關模態4 [t3, t4]，對應圖4(d) 在t3時刻，ILa(t2)=Ii+Vo/Za，VCa(t3)=0。此時關斷Qa，ILa給Ca充電，由于有Ca，Qa是零電壓關斷。在此開關模態中，iLa和vCa分別為： 在t4時刻，VCa(t4)=Vo，Da導通，將vCa鉗位Vo，此時ILa(t4)為: （5）開關模態5 [t4, t5]，對應圖4(e) 在此模態中，加在La上的電壓為-Vo，iLa線性下降。 在t5時刻，iLa下降到0。此模態的持續時間為： （6）開關模態6 [t6, t7]，對應圖4(g) 在t6時刻，主開關管Q1關斷，升壓電感電流同時給Cr充電，給Ca放電，由于有Cr和Ca，Q1是零電壓關斷。 在t7時刻，vCr上升到Vo，vCa下降到0，D1自然導通，Da自然關斷。此開關模態的持續時間為： 從上面的分析中可以看出，Ca起到兩個作用；1）當輔助管Qa關斷時，Ca充電，給Q1的關斷起到緩沖作用；2）而當主開關管Q1關斷時，Ca放電， 給Q1的關斷起到緩沖作用， 因此Q1的緩沖電容Cr可以很小，只利用其結電容就足夠了，不必另加緩沖電容。 從上述工作原理推導可看出：圖2 所示電路使主功率開關管完成零電壓導通和關斷的同時，輔助開關管在零電流下導通，零電壓下關斷，而不是零電流關斷，這種方式不僅減小了主開關管的開關損耗，而且有效的減少了輔助開關管的開通和關斷損耗，提高了電路的整體效率。 3 關鍵電路參數設計 （1）濾波電感Lf 設計 ZVT Boost 的輸入電壓范圍是Uin=125V~360V， 輸出電壓Vo=360V，輸入最大電流為Iimax=15A，開關頻率fs=20kHz，boost 電路工作在連續導電模式下。由: 其中ΔiL表示電感電流紋波， 取15%的電感電流紋波， 則ΔiL=2.25A，將ΔiL代入式（14）,可以算出Lf=2mH，實際取2mH。 （2）輔助鉗位電容Ca設計 Ca既作為主開關管的Q1的緩沖電容， 又作為輔助開關管的緩沖電容。一般選擇在最大負載時，Vca從Vo下降到0 的時間為(2~3)tf，tf為Q1的關斷下降時間。則Ca可以由式（15）計算： 主、輔功率開關管采用fairchild 公司的IGBT FGH40N65UFD 作為ZVT Boost 電路的主開關管和輔助開關管，該開關管的最大tf=80ns。 因此，計算得Ca=10nF�？紤]一定的裕量，選擇Ca為22nF/1000V。 （3）輔助電感La 設計 輔助電路只是在主開關管Q1開通的時候起作用， 其他時候停止工作。為不影響主電路的工作時間，輔助電路的工作時間不能太長，假設該時間為taa，一般可選擇為開關周期Ts的1/10，即t01+t12s/10，可得： 由于Cr是主開關管的輸出結電容，故可以忽略，上式簡化為: 取taa=1us，可得Laa=20uH。 4 實驗結果 根據以上圖2 硬件設計方案和電路參數，在相同條件下在樣機上分別進行如下兩個逆變效率測試試驗。 試驗1，DSP 控制芯片輸出PWM 驅動信號只控制主功率開關管Q1，使Q1 工作于“硬開關”狀態。在直流輸入開路電壓300V、輸入短路電流6A 下，功率分析儀測試出樣機逆變輸出效率是95%。 試驗2，DSP 控制芯片輸出兩路PWM 驅動信號分別控制主功率開關管Q1和輔功率開關管Qa， 使Q1 和Qa 分別工作工作于“零轉換”開關狀態。在直流輸入開路電壓300V、輸入短路電流6A 下，功率分析儀測試出樣機逆變輸出效率是96%。 通過上述兩個對比試驗，可以看出，本文介紹的設計方案在非隔離型光伏并網逆變器實際應用中具有主要意義，不僅能提高其逆變轉換效率，而且對有利于簡化整機熱設計。 5 結束語 本文介紹了一種Boost ZVT-PWM 變換器在光伏逆變器中的應用，對Boost ZVT-PWM 變換器電路拓撲結構、工作原理及關鍵電路參數設計進行詳細地敘述。理論分析和試驗結果都表明，本文提出的設計方案在光伏逆變器設計中具有重要的實際價值。 |
