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連接/參考器件 連接/參考器件 ADL5380 400 MHz至6,000 MHz正交解調器 ADA4940-2 超低功耗、低失真ADC驅動器 AD7903 雙通道、差分、16位、1 MSPS PulSAR 12.0 MW ADC ADR435 超低噪聲XFET 5.0 V基準電壓源，具有吸電流和源電流能力 評估和設計支持 電路評估板 ADL5380評估板(ADL5380-EVALZ) ADA4940-2評估板(ADA4940-2ACP-EBZ) AD7903評估板(EVAL-AD7903SDZ) 系統演示平臺(EVAL-SDP-CB1Z) 電路功能與優勢 圖1中的電路可精確地將400 MHz至6 GHz RF輸入信號轉換為相應的數字幅度和數字相位。 該信號鏈可實現0°到360°相位測量，900 MHz時精度為1°。 該電路采用一個高性能正交解調器、一個雙通道差分放大器以及一個雙通道、差分、16位、1 MSPS逐次逼近型模數轉換器(SAR ADC)。 圖1. 用于幅度和相位測量的簡化接收器子系統（未顯示所有連接和去耦） 電路描述 正交解調器 正交解調器提供一個同相(I)信號和一個正好反相90°的正交(Q)信號。 I和Q信號為矢量，因此，可以用三角恒等式計算接收信號的幅度和相移，如圖2所示。 本振(LO)輸入為原始發射信號，RF輸入為接收信號。解調器生成一個和差項。 RF和LO信號的頻率完全相同，ωLO = ωRF，因此，結果會過濾掉高頻和項，差項則駐留于直流。接收信號的相位(φRF)與發送信號的相位(φLO)有所不同，該相移可表示為φLO - φRF。 真實I/Q解調器具有許多缺陷，包括正交相位誤差、增益不平衡、LO-RF泄漏等，所有這些都會導致解調信號質量下降。要選擇解調器，首先確定RF輸入頻率范圍、幅度精度和相位精度要求。 ADL5380解調器采用5 V單電源供電，可接受400 MHz至6 GHz范圍內的RF或IF輸入頻率，從而成為接收器信號鏈的理想選擇。根據配置，可提供5.36 dB電壓轉換增益，ADL5380的差分I和Q輸出可以把2.5 V p-p差分信號驅動至500 Ω負載。 在900 MHz時，其噪聲系數(NF)為10.9 dB，一階交調截點(IP1)為11.6 dBm，而三階交調截點(IP3)為29.7 dBm，動態范圍出色；而0.07 dB的幅度平衡和0.2°的相位平衡則可實現杰出的解調精度。ADL5380采用高級SiGe雙極性工藝制造，提供4 mm × 4 mm、24引腳小型LFCSP封裝。 ADC驅動器和高分辨率精密ADC ADA4940-2全差分雙通道放大器具有出色的動態性能和可調輸出共模電壓，是驅動高分辨率雙通道SAR ADC的理想之選。ADA4940-2采用5 V單電源供電，以2.5 V共模電壓提供±5 V差分輸出。 根據配置可提供2倍增益(6 dB)，并把ADC輸入驅動至滿量程。RC濾波器(22 Ω/2.7 nF)可限制噪聲，減少來自ADC輸入端容性數模轉換器(DAC)的反沖。ADA4940-2采用專利的SiGe互補雙極性工藝制造，提供4 mm × 4 mm、24引腳小型LFCSP封裝。 AD7903雙通道、16位、1 MSPS SAR ADC具有出色的精度，FS增益誤差為±0.006%，失調誤差為±0.015 mV。AD7903采用2.5 V單電源供電，1 MSPS時功耗僅為12 mW。使用高分辨率ADC的主要目標是實現±1°的相位精度，尤其是當輸入信號的直流幅度較小時。 ADC所要求的5 V基準電壓源由ADR435低噪聲基準電壓源產生。 圖2. 利用正交解調器測量幅度和相位 圖注： Let ωRF=ωLO difference term at dc：令ωRF=ωLO差項（直流） Sum term gets filtered：和項被過濾掉 常見變化 使用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交解調器可將電路的頻率范圍擴展至較低頻率。 根據具體的應用，可能需要在解調器和ADC之間使用放大器，也可能不需要。ADL5380能夠與AD7903直接接口，因為這兩個器件的共模電壓是兼容的。 如果使用共模電壓不在解調器范圍內的另一個ADC，那么就需要用一個放大器，以最少的功率損失實現電平轉換。 AD798x和AD769x系列ADC可用作AD7903的替代器件。 電路評估與測試 如圖3所示，接收器子系統利用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z評估套件實現。 這些電路組件針對子系統中的互連優化。 兩個高頻鎖相輸入源提供RF和LO輸入信號。 表1總結了接收器子系統中各個組件的輸入和輸出電壓電平。 在解調器的RF輸入端，11.6 dBm的信號產生的輸入在ADC滿量程范圍的-1 dB之內。 表1假定ADL5380的負載為500 Ω，轉換增益為5.3573 dB，電源增益為- 4.643 dB；假定ADA4940-2增益為6 dB。 該接收器子系統的校準程序和性能結果將在后續章節討論。 表1. 圖1中的輸入和輸出電壓電平 接收器子系統誤差校準 接收器子系統有三個主要誤差源： 失調、增益和相位。 I和Q通道的各個差分直流幅度與RF和LO信號的相對相位存在正弦關系。 因此，I和Q通道的理想直流幅度可以通過以下方式計算得到： 電壓ICHANNEL = 最大I/Q輸出 × cos(θ) (3) 電壓QCHANNEL= 最大I/Q輸出 × sin(θ) (4) 隨著相位移過極化坐標，理想狀況下，有些位置會產生相同的電壓。 例如，I（余弦）通道上的電壓應與+90°或-90°相移相同。 然而，對于本應產生相同直流幅度的輸入相位，恒定相移誤差（不受RF和LO的相對相位影響）會導致子系統通道產生不同結果。 這種情況如圖4和圖5所示，其中，當輸入應為0 V時，結果產生了兩個不同的輸出碼。這種情況下，-37°的相移遠遠大于含有鎖相環的真實系統的預期值。 結果，+90°實際上表現為+53°，-90°表現為-127°。 圖3. 接收器子系統評估平臺 表2. 0 dBm RF輸入實測相移 通過10個步驟從-180°到+180°收集結果，其中，未校正數據產生圖4和圖5所示橢圓形。通過確定系統中的額外相移量，可以解決該誤差問題。 表2顯示，系統相移誤差在整個傳遞函數范圍內都是恒定不變的。 系統相位誤差校準 對于圖3所示系統，當步長為10°時，平均實測相移誤差為-37.32°。在已知該額外相移時，可以算出經調整的子系統直流電壓。 變量φPHASE_SHIFT定義為觀測到的額外系統相移的平均值。 相位補償信號鏈中產生的直流電壓可以計算如下： 電壓ICHANNEL = 最大I/Q輸出 × (cos(θTARGET)cos(φPHASE_SHIFT) - sin(θTARGET)sin(φPHASE_SHIFT)) (5) 電壓QCHANNEL = 最大I/Q輸出 × (sin(θTARGET)cos(φPHASE_SHIFT) + cos(θTARGET)sin(φPHASE_SHIFT)) (6) 對于給定的相位設置，等式5和等式6提供了目標輸入電壓。 現在，子系統已線性化，可以校正失調誤差和增益誤差了。圖4和圖5中同時顯示了線性化的I和Q通道結果。對數據集進行線性回歸計算，結果將產生圖中所示最優擬合線。 該擬合線為各個轉換信號鏈的實測子系統傳遞函數。 圖4. 線性化的I通道結果 圖5. 線性化的Q通道結果 系統失調和增益誤差校準 接收器子系統中各信號鏈的理想失調應為0 LSB，但是，對于I通道和Q通道，實測失調分別為-12.546 LSB和+22.599 LSB。 最優擬合線的斜率代表子系統的斜率。 理想子系統斜率可計算如下： (7) 圖4和圖5中的結果表明，I通道和Q通道的實測斜率分別為6315.5和6273.1。 為了校正系統增益誤差，必須調整這些斜率。 校正增益誤差和失調誤差可以確保，利用等式1計算得到的信號幅度與理想信號幅度相匹配。 失調校正與實測失調誤差正好相反： 失調誤差校正 = –實測失調誤差 增益誤差校正系數為： (8) 增益誤差校正 = 理想斜率 / 實測斜率 (9) 接收轉換結果可通過以下方式校正： 校正過的輸出代碼 = ( 接收輸出代碼 × 理想斜率 )/ 實測斜率 + 失調誤差校正 (10) 子系統的校準直流輸入電壓按以下方式計算： 實測信號輸入電壓 = （2 × VREF × 校正過的輸出代碼）/（2N - 1） (11) 要計算各子系統信號鏈的感知模擬輸入電壓，則須在I通道和Q通道上使用等式11。 利用這些完全調整過的I通道和Q通道電壓來計算以各直流信號幅度定義的RF信號幅度。 要評估整個校準程序的精度，可以把收集到的結果轉換成調解器輸出端產生的理想子系統電壓（假設不存在相移誤差）；這可以通過以下方式實現：用前面計算得到的平均直流幅度乘以每次試驗的實測相位正弦分數（除掉其中計算得到的相移誤差）。 計算如下： 完全校正I通道電壓 = 平均校準后幅度 × (cos(θMEASURED)cos(φPHASE_SHIFT) + sin(θMEASURED)sin(φPHASE_SHIFT)) (12) 完全校正Q通道電壓 = 平均校準后幅度 × (sin(θMEASURED)cos(φPHASE_SHIFT) - cos(θMEASURED)sin(φPHASE_SHIFT)) (13) 其中： φPHASE_SHIFT是前面計算得到的相位誤差。 平均校準后幅度是來自等式1的直流幅度結果，已經過失調誤差和增益誤差補償。 表3所示為在0 dBm RF輸入幅度條件下，各目標相位輸入的校準程序的結果。 等式12和等式13計算得到的校正因子將集成到旨在以本電路筆記所示方式檢測相位和幅度的任何系統之中。 表3. 0 dBm RF輸入幅度條件下某些目標相位輸入端實現的結果 圖6為實測絕對相位誤差直方圖，其中，對于從-180°到+180°的每10°步長，其精度均高于1°。 圖6. 0 dBm輸入電平（相位步長為10°）條件下的實測絕對相位誤差直方圖 為了在任何給定輸入電平條件下精確測量相位，RF相對于LO的感知相移誤差(φPHASE_SHIFT)應恒定不變。 如果實測相移誤差開始以目標相位步長(θTARGET)或幅度函數的形式發生變化，則這里所提校準程序的精度將開始下降。 室溫下的評估結果顯示，900 MHz條件下，對于最大值為11.6 dBm、最小值約為-20 dBm的RF幅度而言，相移誤差保持相對恒定。 圖7所示為接收器子系統的動態范圍以及相應幅度導致的額外相位誤差。 當輸入幅度降至-20 dBm以下時，相位誤差校準精度將開始下滑。系統用戶需要確定可接受的信號鏈誤差水平，以確定可接受的最小信號幅度。 圖7. 接收器子系統的動態范圍以及相應的額外相位誤差 圖7所示結果用5 V ADC基準電壓源收集。 該ADC基準電壓源的幅度可以降低，從而為系統提供更小的量化水平；這樣，在小信號條件下，相位誤差精度會略有提升，但會增加系統飽和幾率。 為了提高系統動態范圍，另一種選擇是采用一種過采樣方案，該方案可以提高ADC的無噪聲位分辨率。 求均值的采樣每增加一倍，結果可使系統分辨率增加1/2 LSB。 給定分辨率增量的過采樣比計算方法如下： 過采樣率 = 22N 其中，N為增加的位數。 當噪聲幅度不再能隨機改變各采樣的ADC輸出代碼時，過采樣達到一個效益遞減點。 在該點時，系統的有效分辨率將不能再次提升。 過采樣導致的帶寬下降并非大問題，因為系統是以緩慢變化的幅度測量信號的。 AD7903評估軟件提供一個校準程序，允許用戶針對三個誤差源，對ADC輸出結果進行校正：相位、增益和失調。 用戶需要收集系統未經校正的結果，確定本電路筆記計算的校準系數。 圖8所示為圖形用戶界面的Amp/Phase Panel選項卡，其中，校準系數已高亮顯示。 系數一旦確定，則可利用這個選項卡來計算解調器的相位和幅度。 極化坐標為觀測到的RF輸入信號提供了一種直觀的呈現方式。 幅度和相位計算通過等式1和等式2計算。用采樣數(Num Samples)下拉框，通過調整每次捕獲的采樣數，可實現對過采樣比的控制。 圖8. 接收器子系統校準圖形用戶界面 設備要求 以下列出了用來評估電路的設備。 ● 帶USB端口的Windows XP、Windows Vista（32位）、Windows 7（32位）PC ● ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z評估板。 ● 兩個帶相位控制的RF信號發生器（比如R&S SMT06） ● 一個數字萬用表 ● 采用5 V和9 V電源供電 ● AD7903評估軟件，用來以數字方式處理得到的幅度和相位信息。 圖9所示為測試設置的功能框圖。 圖9. 測試設置功能框圖 |
