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本設計實例實現了一種遠程傳感器前置放大器(如用于壓電式傳感器)，其可通過單個導線對或同軸電纜傳輸信號和電能。 AD822ARZ是一個真正的單電源供電運算放大器，其具有軌到軌輸出、極低的輸入電流和低頻噪聲，適合與高阻抗信號源同時工作。AD822具有5V的單電源供電能力，這使其成為本設計實例的佳選。 R6為壓電傳感器提供匹配負載。R5和D1保護IC1-1免受可能來自壓電傳感器的高電壓尖峰的影響。IC1-1提供初級增益(在工作頻率范圍內約為1+R7/R8)和部分增益頻率特性。R8和C6抑制次聲波頻率(截止頻率為1/2πR8C6)，并使傳感器的頻率響應線性化。R7和C5的結合可抑制超出工作頻率范圍的頻率(截止頻率為1/2πR7C5)。R10-C9和R13-C11為附加的低通濾波器。設置于IC1-2周圍、可抑制次聲波頻率的二階濾波器是主要的高通濾波器。前置放大器的輸出端為Q2的開路集電極。Q2的負載(Rg:1.5kΩ)放置在接收器處。 前置放大器的電源涉及下述因素：分壓器R2、R9和C7通過R6和R11為IC1兩部分提供數值為電源電壓一半(R2=R9)的偏移電壓。假設電源電壓為5V，則AD822的靜態電流Iq的最大值為1.6mA。研究表明，輸出晶體管的集電極電流Ic(無信號)應為Iq的若干倍。R14用于設置Iq，計算方法如下：R14EB)/Iq=(5V/2-0.68V)/1.6mA=1.14kΩ(0.68V是此類晶體管在放大模式下的發射極基極電壓VEB的典型值)。將R14的值設為560Ω，則輸出晶體管的集電極電流Ic的值為(Vs/2-VEB)/R14。在BC847C的hFE不低于420的情況下，Q2的基極電流小到可以忽略。因此，Ic=(5V/2-0.68V)/560Ω=3.25mA。通過集電極負載的最大電流(無信號)為：Imax=Ic+Iq=3.25mA+1.6mA=4.85mA。 研究表明，由于高噪聲會被反映至負載電阻，因此一般的穩壓器IC此時不適用。仿真過程沒有顯示這一現象。簡單的Q1電路成為最佳解決方案。Q1發射極處的輸出電壓Vs為： Vs=(Vext-Rg×Imax)×R3/(R3+R4)-VEB （Vext是外部直流電壓(15V),VEB=0.68V。) Vs=(15V-1.5kΩ×4.85mA)×68kΩ/(20kΩ+68kΩ)-0.68V=5.3V 這一數值是一個近似值。事實上，Vs值要更小一些，因為上述等式未將Q1的基極和分壓器電流考慮在內。建議將R3-R4分壓器電流的最小值設置為Q1基極電流的10倍以上。Q1集電極的交流分量被C4濾除。應根據前置放大器的最低工作頻率選擇C4的值。轉折頻率1/2πR3C4應至少低于前置放大器通頻帶低端的10倍。 R1-C3網絡是可選配置；在使用R1-C3網絡的情況下，若需要一個更寬的高頻通帶，應將C3的值設置得更低。C9也是可選配置，其影響的是高頻范圍。若需要使用C9，則可以將去耦電容C1的值降低至10μF。圖中所示的前置放大器提供了26dB的增益(Rg=1.5kΩ)，其通頻帶的頻率約為8Hz～36Hz。交流輸出電壓的最大值約為5Vp-p（在靜態工作點約為7.8VDC的情況下為±2.4V）。實際器件的電流消耗為4.8mA。迄今為止，該解決方案已在28個器件上可靠、持續地運行，線長達150m。 |
