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某些理想的運算放大器配置會假定反饋電阻器呈現完美的匹配。而事實上，電阻器的非理想性會對各種電路參數產生影響，如共模抑制比(CMRR)、諧波失真和穩定性。如圖1例子所示，配置一個單端放大器以將接地參考信號電平移位至2.5V共模電壓就需要一個上佳的CMRR。假設CMRR為34dB且沒有輸入信號，則該2.5V電平移位器將產生一個50mV的輸出偏移，甚至有可能壓倒12位模擬數字轉換器(ADC)、驅動器的最低有效位(LSB)和偏移誤差。 對于運算放大器而言，34dB是一個不太理想的CMRR。然而，不管該運算放大器的性能如何，一個由1%容差電阻器構成的反饋網絡會將CMRR限制在34dB。高度匹配的電阻器(如LT5400提供的匹配準確度達0.01%、0.025%和0.05%的電阻器)確保設計人員能夠接近或達到放大器產品手冊所宣稱的性能指標。本設計要點將LT5400與厚膜、0402、1%容差表面貼裝型電阻器進行了對比，研究了采用這些電阻器在一個LTC6362運算放大器周圍提供反饋(如圖2所示)時的CMRR、諧波失真和穩定性。 共模抑制比 為了在存在共模噪聲的情況下獲取精準的測量結果，擁有高CMRR很重要。輸入CMRR定義為差分增益(VOUT(DIFF)/VIN(DIFF))與輸入共模至差分轉換增益(VOUT(DIFF)/VIN(CM))的比值。在理想的單端和全差分放大器中，只有輸入差分電平會影響輸出電壓。然而，在實際電路中，電阻器失配對可用CMRR造成了限制。我們研究一下這款用于將一個±10V信號衰減至±2V信號而配置的電路。當采用匹配準確度為2%(1%容差)的典型表面貼裝電阻器時，產生自電阻器的最壞情況CMRR為30dB。而當采用0.01%容差(0.02%匹配準確度)的電阻器時，由電阻器產生的最壞情況CMRR為70dB。CMRR公式中的一個限制因素為： 該表達式簡化為典型電阻器的電阻匹配比，但LT5400則更進一步，其通過限定電阻器對R1/R2與R4/R3之間的匹配來改善CMRR。通過將該式定義為CMRR的匹配公式，LT5400所提供的準確度比只采用電阻器匹配比時更好。例如，LT5400A可確保 從而將最壞情況CMRR提升至82dB。 該電路在實驗測試中所產生的CMRR為50.7dB(在很大程度上受到電阻器匹配準確度的限制，使用的是1%容差電阻器)和86.6dB(使用LT5400)。在該場合中，一個2.5V共模輸入將產生1.5mV(使用1%厚膜電阻器)和23μV(使用LT5400)偏移，從而使其適合于非常重視DC準確度的18位ADC應用。 諧波失真 在為精準型應用挑選電阻器時，諧波失真也是很重要的。視尺寸和材料的不同，電阻器兩端的一個大信號電壓或許會使電阻發生顯著的變化。在不少片式電阻器中都會出現這一問題，并且隨著電阻器上功率級的增加，這種情況會變得愈發嚴重。表1以高功率驅動和相似功率驅動為基礎比較了厚膜、通孔和LT5400電阻器的失真性能指標。比較結果顯示：對于給定的信號，與其他電阻器類型相比，LT5400所引起的信號失真要小得多。 圖3展示了LT5400中電阻器之間的分布式電容模型。為了在LT5400中實現高精度的匹配和跟蹤，以串聯和并聯的方式配置了很多小型硅鉻(SiCr)電阻器。由于復雜交錯結合的原因，可以將LT5400電阻器模擬為在相鄰區段之間及各區段與裸露焊盤之間具有寄生電容的一連串無窮小電阻器。與此相反，未采用這種嚴密布局的標準表面貼裝型電阻器則呈現出小得多的寄生電容。 當裸露焊盤接地時，可以減輕電阻器間電容的影響。不過，即使在裸露焊盤接地之后，該電容仍舊會通過形成一個寄生極點(約為總電阻與總電容的乘積)而對電路的穩定性產生影響。 由于過沖與相位裕量成反比，因此盡量減小階躍響應過沖是確保電路穩定性的一個好辦法。未經補償的LT5400配置產生的過沖為27%，而0402配置的過沖為17%。然而，實現8%過沖所需的補償電容器在這兩種配置中則大致相同：LT5400為18pF，0402電阻器為15pF。在采用的補償電容差不多相同的情況下，兩種電路所表現出的穩定性特征頗為相似。 結論 由于產品手冊規格假定的是理想組件，因此高精度放大器和ADC的實際性能通常難以實現。精密匹配的電阻器網絡(如LT5400提供的電阻器網絡)可實現比分立式組件高幾個數量級的精準匹配，從而確保達到高精度IC產品手冊中宣稱的性能指標。 |
