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I.序言 如今，各種便攜式計算設備都應用了密集的印刷電路板（PCB）設計，并使用了多個高速數字通信協議，例如 PCIe、USB 和 SATA，這些高速數字協議支持高達 Gb 的數據吞吐速率并具有數百毫伏的差分幅度。設計人員必須小心的規劃 PCB 的高速串行信號走線，以便盡可能減少線對間串擾，防止信道傳輸對數據造成破壞。 入侵(aggressor)信號與受害(victim)信號出現能量耦合時會產生串擾，表現為電場或磁場干擾。電場通過信號間的互電容耦合，磁場則通過互感耦合。 方程式（1）和（2）分別是入侵信號對受害信號的感應電壓和電流計算公式，方程式（3）和（4）分別是入侵信號和受害信號之間的互電容和互電感計算公式。 圖中文字中英對照 nduced voltage on victim ：受害信號的感應電壓 mutual inductance between victim and aggressor ：受害信號和入侵信號間的互電感 transient edge rate of current due to aggressor ：受入侵信號影響的瞬態電流邊沿速率 induced current on victim ：受害信號的感應電流 mutual capacitance between victim and aggressor ：受害信號和入侵信號間的互電容 dielectric permittivity ：介電常數 overlapped conductive area between victim and aggressor ：受害信號和入侵信號間的重疊導電區域 distance between victim and aggressor ：受害信號和入侵信號間的距離 transient edge rate of voltage due to aggressor ：受入侵信號影響的瞬態電壓邊沿速率 如方程式（1）、（2）、（3）和（4）所示，距離增加時，受害信號和入侵信號之間的電感和電容耦合降低。然而，由于必須滿足便攜計算設備設計緊湊的要求，PCB 的尺寸有限，增加線間空隙的難度很大。 微帶線收發交叉布線和帶狀線收發非交叉布線的方法可緩解串擾或耦合問題。 圖1 交叉布線(transmitted pair：發射對；received pair：接收對) 圖2 非交叉布線(transmitted pair：發射對；received pair：接收對) 當遠端串擾（FEXT）遠大于近端串擾（NEXT）時適用交叉模式。相反，當近端串擾遠大于遠端串擾時適用非交叉布線。近端串擾表示受害網絡鄰近入侵信號發射機而造成的串擾，遠端串擾表示受害網絡鄰近入侵信號接收機而造成的串擾。通過分析入侵信號和受害信號這兩個緊密耦合信號的 S 參數與瞬態響應，我們可以對比微帶線和帶狀線的遠端串擾和近端串擾。 II. 仿真 圖3 和圖4 分別是 ADS 中的 S 參數和瞬態分析仿真模型。圖3 中，100Ω差分阻抗和3 英寸長的受害信號和入侵網絡信號線對的單模 S 參數通過數學方式轉變為差分模式。端口1 和端口2 分別表示入侵信號對的輸入和輸出端口，而端口3 和端口4 分別表示受害網絡信號對的輸入和輸出端口。入侵信號和受害信號的線對間空隙設置為8 mil（1 倍布線寬度）。 圖 4 中，中間的傳輸線表示受害網絡信號對，傳輸線兩端均端接電阻。在受害網絡信號對上方和下方的傳輸線中分別注入具有 30ps 邊沿速率的方波，以作為入侵信號。 圖3：S 參數仿真模型(coupled pairs：耦合對) 圖4：瞬態分析仿真模型(coupled pairs：耦合對) 差分 S 參數 Sdd31 表示近端串擾，Sdd41 表示遠端串擾。Sdd31 定義為端口3（受害網絡信號輸入端）感應電壓相對于端口1（入侵網絡信號輸入端）入射電壓的增益比，而 Sdd41 定義為端口4（受害網絡信號輸出端）感應電壓相對于端口1（入侵網絡信號輸入端）入射電壓的增益比。 圖5 和圖6 是耦合微帶線和帶狀線對的仿真 S 參數。圖5 顯示，Sdd31 低于 Sdd41，表明使用微帶線進行布線的 Sdd41 或遠端串擾增益高于 Sdd31 或近端串擾；圖6 顯示，使用帶狀線進行布線的 Sdd31 增益高于 Sdd41。 圖5：仿真微帶線 Sdd31和 Sdd41(FEXT：遠端串擾；NEXT：近端串擾) 圖6：仿真帶狀線 Sdd31和 Sdd41(FEXT：遠端串擾；NEXT：近端串擾) 圖7 和 圖8 分別是耦合微帶線和帶狀線對的遠端串擾和近端串擾時域瞬態響應仿真。如圖7 所示，當入侵線信號瞬態上升或下降時，微帶線布線的受害線的遠端感應電壓峰值（0.3V）遠大于近端峰值（0.05V）；圖8帶狀線仿真顯示，受害信號線的遠端感應電壓峰值與近端相當（0.05V）。受害信號的誤觸發或感應峰值會增加接收機集成電路（IC）噪聲裕量超限幾率，進而增加比特誤差率（BER）。 圖7：微帶線遠端串擾和近端串擾時域響應仿真（Waveform：波形；Aggressor：入侵信號） 圖8：帶狀線遠端串擾和近端串擾時域響應仿真（Waveform：波形；Aggressor：入侵信號） 為了盡可能降低緊密耦合線對之間的串擾，微帶線采用收發交叉布線而帶狀線應用收發非交叉布線是一個更好的選擇。 III. 原型 PCB 測量 為了驗證仿真結果與實際測量的關聯性，我們需要制作原型 PCB。圖9 和 圖10 是耦合微帶線和帶狀線的 S 參數測量結果。如圖9 所示，近端串擾低于遠端串擾；圖10 中，遠端串擾低于近端串擾。 圖9：微帶線的 S 參數測量結果 圖10：帶狀線的 S 參數測量結果 圖11 和 圖12 分別是耦合微帶線和帶狀線對的遠端串擾和近端串擾時域瞬態響應測量結果。圖11 中，入侵線的信號瞬態上升或下降時，受害線的遠端感應電壓峰值（0.3V）遠大于近端峰值（0.1V）；圖12 中，受害線的遠端感應電壓峰值與近端峰值相當（0.1V）。 圖 11：微帶線遠端串擾和近端串擾時域響應測量結果（nsec：納秒） 圖 12：帶狀線遠端串擾和近端串擾時域響應測量結果（nsec：納秒） IV. 總結 本文介紹了優化信號布線以顯著減少串擾的方法。S 參數和時域瞬態響應的分析結果顯示：采用微帶線收發交叉布線和帶狀線非交叉布線方案可以最大限度地減少串擾。要實現極高的數據速率，PCB 設計必須優化信號布線，以確保卓越的信號質量。 參考： [1] Crosstalk overview by Intel [2] Edward B. Rosa, “The Self and mutual inductances of linear conductors”, Washington, 1908 [3] Signal Integrity Challenges and Design Practices on a Mobile Platform, Nanditha Rao and Sara Stille [4] Use S-parameters to describe crosstalk, Eric Bogatin and Alan Blankman |
