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連接/參考器件 ADRF6510 30MHz雙通道可編程濾波器和可變增益放大器 ADRF6801 750MHz至1150MHz正交解調器，集成小數N分頻PLL和VCO AD9248 14位、65MSPS雙通道ADC 評估和設計支持 電路評估板 ADRF6510評估板(ADRF6510-EVALZ) ADRF6801評估板(ADRF6801-EVALZ) AD9248評估板(AD9248BCP-65EBZ) AD8130評估板(AD8130-EBZ)，需要兩個 數據采集板(HSC-ADC-EVALB-DCZ) 設計和集成文件 原理圖、布局文件、物料清單 電路功能與優勢 本電路是靈活的頻率捷變直接變頻中頻至基帶接收機，其5dB固定轉換增益可降低級聯噪聲系數�？勺兓鶐г鲆嬗脕碚{節信號電平�；鶐DC驅動器還包括可編程低通濾波器，可消除通道外阻塞和噪聲。 此濾波器的帶寬可隨著輸入信號帶寬變化而動態地調節。這樣可以確保由本電路驅動的ADC的可用動態范圍得到充分使用。 本電路的核心部分是一個集成式IQ解調器，由小數N分頻PLL和VCO組成。由于僅有一個（可變）參考頻率，PLL/VCO可提供范圍為750MHz至1150MHz的本振(LO)信號。精確的正交平衡和低輸出直流失調確保了對誤差矢量幅度(EVM)的影響極小。 本電路內所有元件間的接口均采用全差分式。如果不同級間需要直流耦合，相鄰級的偏置電平彼此兼容。 圖1.直接變頻接收機原理示意圖（未顯示所有連接和去耦） 電路描述 接收機架構 本電路筆記中描述了接收機的直接變頻（也稱為零差或零中頻）架構。與可以執行多次頻率轉換的超外差式接收機相比，直接變頻無線電只能執行一次頻率轉換。一次頻率轉換的優勢如下： ● 降低接收機復雜性，減少所需級數；提高性能和降低功耗 ● 避免鏡像抑制問題和不需要的混頻產物；只需要基帶上的一個LPF ● 高靈敏度（相鄰通道抑制比[ACRR]） 圖1顯示了該系統的基本原理示意圖，包括由小數N分頻PLL和VCO組成的集成式正交解調器，后接具有可變基帶增益的可編程低通濾波器。信號鏈的最后一部分是一個抗混疊濾波器和一個雙通道ADC。 理想情況下，第一級的輸入和最后級的輸出應設置系統的動態范圍（信噪比）。實際上，情況可能并非如此。 IQ解調器、小數N分頻PLL和VCO 輸入信號施加至ADRF6801正交解調器，該解調器將頻率轉換為零中頻。ADRF6801片內集成頻率合成器，提供所需的LO信號。該頻率合成器由小數N分頻PLL和VCO組成，在標準閉環模式下可提供750MHz至1150MHz的LO頻率范圍。 ADRF6801使用兩個雙平衡混頻器，一個用于I通道，一個用于Q通道。提供給混頻器的LO使用2分頻正交分相器生成。這為I和Q通道分別提供了0°和90°信號。ADRF6801在RF輸入至基帶I和Q輸出之間提供約5dB的轉換增益。 低通濾波器、基帶可變增益放大器(VGA)和ADC驅動器 低通濾波器、基帶增益和ADC驅動功能全部使用ADRF6510來實現。施加于ADRF6510的信號現在具有獨立的I和Q路徑，信號首先通過前置放大器放大，然后進行低通濾波，以抑制任何不需要的帶外信號和/或噪聲，最后通過VGA放大。 ADRF6510的每個通道可分為三個級： ● 前置放大器 ● 可編程低通濾波器 ● VGA和輸出驅動器 通過GNSW引腳，前置放大器具有6dB或12dB的用戶可選增益。低通濾波器可通過SPI端口設置為1MHz至30MHz的轉折頻率，步進為1MHz。VGA具有50dB增益范圍，增益斜率為30mV/dB。VGA增益通過GAIN引腳控制，GNSW引腳被拉低時范圍可為-5dB至+45dB，GNSW引腳被拉高時范圍可為+1dB至+51dB。輸出驅動器能夠將1.5Vp-p差分電壓驅動至1kΩ負載內，同時保持高于60dBc的HD2和HD3。 可施加于低通濾波器同時仍在ADRF6510內保持可接受的HD電平的最大連續波(CW)信號為2Vp-p，此時增益最�。℅NSW=0V，GAIN=0V）。 ADRF6510發出的IQ信號可施加于模數轉換器(ADC)，例如AD9248，但必須首先在兩級之間部署無源低通濾波。 抗混疊濾波器 通過抗混疊濾波器的I和Q信號有助于： ● 減少帶外噪聲 ● 減少ADRF6510的輸出噪聲（特別是在較高的增益下） ● 減少來自ADC的電荷反沖 ● 有助于減少帶外阻塞（雖然它們應當由ADRF6510的濾波功能加以消減） 抗混疊濾波器是一個低通濾波器，設計為具有約30MHz至120MHz的轉折頻率范圍。如果已知信號的頻譜成分低于30MHz，那么可以選擇較低的轉折頻率。 總共在系統中測試了5個抗混疊濾波器。前3個測試的抗混疊濾波器為差分RC型，如圖2所示。濾波器1的R=33Ω，C=18pF。這使得低通轉折頻率為大約134MHz。 圖2.抗混疊濾波器（濾波器1、2和3） 濾波器2的R=33Ω，C=39pF，因此低通轉折頻率為62MHz。最后，濾波器3的R=33Ω，C=68pF，因此轉折頻率為35.5MHz。圖3中的濾波器4是一款LC濾波器，轉折頻率為33MHz；圖4中的濾波器5是一款RLC濾波器，轉折頻率也是33MHz。 圖3.抗混疊濾波器4 圖4.抗混疊濾波器5 ADC 來自抗混疊濾波器的信號施加于ADC。AD9248是一款雙通道、14位、65MSPS 3V ADC，集成高性能采樣-保持放大器和基準電壓源。 測量結果：ADRF6510和ADRF6510/ADRF6801組合的EVM 4QAM、5MSPS調制信號施加于ADRF6801正交解調器的輸入端，并測量誤差矢量幅度(EVM)。使用兩塊AD8130-EBZ評估板將ADRF6801和ADRF6510的差分輸出信號轉換為單端信號。有關測試設置的更多信息，請參見“電路評估和測試”部分。 EVM衡量數字發射機或接收機的性能質量，反映幅度和相位誤差所導致的實際星座點與理想位置的偏差，如圖5所示。 圖5.EVM圖 圖6顯示EVM與ADRF6801輸入功率的關系，僅使用ADRF6801和ADRF6801，后接ADRF6510。對于ADRF6801和ADRF6510曲線，掃描為保持1.5Vp-p輸出電壓作為ADRF6801輸入功率所需的ADRF6510增益變化。施加于ADRF6510的前置放大器增益設為6dB。 圖6.EVM與ADRF6801和ADRF6801/ADRF6510組合輸入功率的關系 單獨測試ADRF6801時，需注意，對于高輸入信號電平，EVM在達到大約+5dBm輸入功率之前都不會下降。但當ADRF6801驅動ADRF6510時，EVM將在約0dBm輸入功率時開始下降。這是因為當前置放大器增益設為6dB且模擬增益為最小值時，ADRF6510上的低通濾波器只能處理2Vp-p，即ADRF6510輸入引腳為1Vp-p。超出此信號電平會導致失真，使EVM下降。 對于低輸入信號電平而言，SNR變得更低，并且EVM的測量結果開始下降。單獨測試ADRF6801時，EVM將在大約-25dBm時開始下降。但是，當ADRF6801驅動ADRF6510時，EVM直到-40dBm才開始下降。在較低的信號水平下測量兩個器件時，EVM會有所下降，這主要是由ADRF6510產生的噪聲導致的。但是，浴盆圖的噪底更為平坦且一致，并且由于基帶可變增益，分辨較小信號的能力比ADRF6801驅動ADRF6510時要強很多。 有關ADRF6510和ADRF6801更詳細的EVM測量可參考各自的數據手冊。 測量結果：包含ADC的完整信號鏈 圖7至圖16中的信號鏈包括ADRF6801、ADRF6510和AD9248。全部三個器件相互之間均為直流耦合。ADRF6801和ADRF6510之間的共模電壓為2.6V。ADRF6510和AD9248之間的共模電壓為2.0V。ADC滿量程電壓為2V。對ADRF6801的輸入功率進行掃描，同時改變ADRF6510的增益，以便將ADC輸入設為-3dBFS的適當信號電平。使用ADC和Visual Analog軟件測量SNR、SFDR、THD、HD2和HD3。使用Agilent 8665B低相位噪聲信號發生器，將采樣速率設為65MSPS。使用兩種不同的ADRF6510濾波器帶寬：5MHz和30MHz。此外，將ADRF6510的前置放大器增益從6dB改為12dB。輸入ADRF6801的RF信號為895MHz，LO信號設為900MHz，從而產生5MHz中頻信號音。使用100MHz作為參考。對參考信號進行4分頻，產生25MHz PFD頻率。采用型號為119-3651-00的Wenzel晶振產生100MHz信號。 本電路筆記收集的數據顯示AD9248 ADC的SNR(71.6dB)和SFDR(80.5dBc)性能超過了ADRF6801和ADRF6510組合的性能。系統的總SNR和SFDR主要受限于ADRF6510的輸出噪聲，增益為20dB時其額定值為-130dBV/√Hz，濾波器帶寬為30MHz，在中間頻帶測量。（有關ADRF6510噪聲與增益和帶寬設置的更多信息，請參考ADRF6510數據手冊）。 ADRF6510濾波器在高輸入功率水平時表現出壓縮特性（本例中為低增益），增加了諧波失真�；旧�，在低輸入功率水平下，ADC測量ADRF6510的輸出噪底，并且HD2和HD3信號音低于此噪底。由于在較低的輸入功率下具有較高的增益，ADRF6510的輸出噪底有所增加。 圖7和圖8顯示整個信號鏈（包括ADC）的SNR。在低功率水平下，SNR幾乎逐dB下降。ADRF6510的增益為最大值，并且無法繼續在較低的輸入功率水平下提供-3dBFS。信號幅度下降，而噪聲相對保持恒定；因此，SNR下降。當信號和增益足以達到-3dBFS時，SNR達到恒定水平。使用抗混疊濾波器3可獲得最佳SNR，雖然分散在所有濾波器之間的只有大約1dB，但抗混疊濾波器1除外，相比其余濾波器，該濾波器使SNR變差。 當ADRF6510濾波器設為30MHz時，在最高的輸入功率下SNR大幅下降，如圖8所示。這是因為ADRF6510濾波器的壓縮導致HD2和HD3突然下降，而整個噪底急劇增加。 圖7.5個抗混疊濾波器的系統SNR（ADRF6510的濾波器轉折頻率為30MHz和5MHz，5MHz中頻信號音，GNSW=低電平，前端增益=6dB） 圖8.5個抗混疊濾波器的系統SNR（ADRF6510的濾波器轉折頻率為30MHz和5MHz，5MHz中頻信號音，GNSW=高電平，前端增益=12dB） 圖9和圖10顯示使用不同抗混疊濾波器時，整個系統的SFDR。濾波器4和濾波器5表現很差，在大部分輸入功率范圍內的SFDR為40dB。這是因為HD3信號音限制了SFDR。對于其他抗混疊濾波器，在大部分范圍內SFDR都超過了60dB。由于主信號音并非-3dBFS，輸入功率較低時SFDR略微下降。 在較高的輸入功率水平下，SFDR受限于ADRF6510濾波器壓縮產生的諧波。 圖9.5個抗混疊濾波器的系統SFDR（ADRF6510的濾波器轉折頻率為30MHz和5MHz，5MHz中頻信號音，GNSW=低電平，前端增益=6dB） 圖10.5個抗混疊濾波器的系統SFDR（ADRF6510的濾波器轉折頻率為30MHz和5MHz，5MHz中頻信號音，GNSW=高電平，前端增益=12dB） 圖11、圖12、圖13和圖14顯示系統的HD2和HD3。抗混疊濾波器4和5再次表現出了較差的性能，HD2性能約為-55dBc，而HD3僅為-40dBc。濾波器1、2和3的表現要好得多，HD2和HD3優于-70dBc。 在輸入功率范圍內的低端，HD2和HD3分量比噪底還小，實際記錄下來的是噪聲。ADRF6510的增益降至足夠低以后，輸出噪聲下降，顯示出HD信號音，從而可進行適當測量。 在輸入功率范圍內的高端，HD2和HD3大幅下降。這是ADRF6510濾波器的壓縮導致的。 圖11.5個抗混疊濾波器的系統HD2（ADRF6510的濾波器轉折頻率為30MHz和5MHz，5MHz中頻信號音，GNSW=低電平，前端增益=6dB） 圖12.5個抗混疊濾波器的系統HD2（ADRF6510的濾波器轉折頻率為30MHz和5MHz，5MHz中頻信號音，GNSW=高電平，前端增益=12dB） 圖13.5個抗混疊濾波器的系統HD3（ADRF6510的濾波器轉折頻率為30MHz和5MHz，5MHz中頻信號音，GNSW=低電平，前端增益=6dB） 圖14.5個抗混疊濾波器的系統HD3（ADRF6510的濾波器轉折頻率為30MHz和5MHz，5MHz中頻信號音，GNSW=高電平，前端增益=12dB） 功能框圖 圖17顯示了用于測試接收鏈的測試設置功能框圖。注意，信號路徑從ADRF6801的輸出端至AD9248的輸入端，是完全差分的。 設置與測試 接收機測試設置的第一步是開啟所有測試設備。測試設備預熱時，電路板必須正確配置以便在信號鏈內正常使用。 在ADRF6801板上，旁路輸出巴倫，以便在ADRF6801和ADRF6510之間獲得完全差分的直流耦合信號路徑。 在ADRF6510板上，執行下列操作： ● 旁路輸入和輸出巴倫 ● 用1μF電容取代普通COFS電容 在AD9248板上，移除巴倫，并將半剛性電纜按照巴倫尺寸進行焊接。這樣可在ADRF6510和AD9248之間提供差分直流耦合連接。標準AD9248評估板提供單端交流耦合連接（通過巴倫）或單端直流耦合連接（通過板載AD8138放大器）。用戶可使用單端設置，同時依然執行前文所述之全部測量（共模測量除外）。滿量程電壓設為2V。在AD9248評估板上構建抗混疊濾波器。有多個表貼器件焊盤可用來構建抗混疊濾波器。 收集評估板，并將所有信號路徑連在一起，如圖17所示。將所有電路板連接至+5V，然后插入AD9248板和數據采集板，并連接提供的電源。請確保電源電流與期望值一致。 如圖17所示完成下列連接： 將矢量信號發生器的單端、50Ω輸出連接到ADRF6801評估板的RFIN。 將USB電纜從PC連接到示波器。 將ADRF6801的REFIN端口連接到低相位噪聲源；此時Wenzel振蕩器頻率為100MHz。 在Agilent E4438C矢量信號發生器上，執行下列操作： 將RF載波頻率設置為895MHz。 將幅度設置為-30dBm。 接通RF端口。 在PC上啟動Visual Analog軟件。在軟件中執行下列操作： 查找AD9248，打開FFT平均畫布。 設置均值為20，然后設置“移動平均”。 運行軟件，開始采集ADC數據。 從-50dBm掃描至+4dBm，以便在此測試設置下測試接收機。ADRF6510上的增益始終設置為實現-3dBFS的ADC輸入端信號電平，即1.0Vp-p差分信號。某些情況下，對于極小的信號電平，ADRF6510無足夠的增益來達到1.0Vp-p差分電平。 將ADRF6801或ADRF6510的I和Q差分輸出信號與執行差分至單端信號轉換的兩塊AD8130評估板(AD8130-EBZ)輸入端相連，即可測量EVM。然后，將單端I和Q信號連接至Agilent DSO90604A示波器，并將示波器連接到運行Agilent 89600 VSA軟件的Windows PC。 圖17.測試直接變頻接收機的功能框圖 修訂歷史 2013年11月—修訂版0：初始版 |
