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引言 電流測量可用于監測許多不同的參數，輸入功率就是其中之一。有許多采樣元件都可用來測量負載電流，但沒有一種元件能夠覆蓋所有應用。每種采樣元件都有其優點和缺點。比如，分流電阻器的功耗會導致系統效率下降，而且電流流過分流電阻器產生的壓降太大不適合低輸出壓的應用。DCR（電感直流阻抗）電流檢測電路的優點是可以無損的遙測開關電源中的電流，但DCR采樣電路的采樣精度取決于外圍參數（R，C）與電感器的匹配精度。霍爾傳感器的優點是能夠無損的遠程測量較大的電流，缺點是易受環境噪聲的影響不容易設計。 總之，對于具體的應用，只有了解每種方法的優點和缺點，才可以充分利用電流檢測領域的最新技術來改進測量精度。 分流電阻器 只要在布局和選擇檢測電阻器時多加注意，即可使用分流電阻器來簡單直接地測量電流。檢測電阻器的額定功率和溫度系數對設計高精度的電流測量系統非常關鍵。由歐姆定律可知，在系統設計中使用檢測電阻器并非難事。其缺點是檢測電阻器會產生壓降，消耗功率，降低了應用的效率。 在選擇感測電阻器阻值時，必須要知道檢測電阻器上的最大壓降和最大電流測量值。 首先，檢測電阻器上的壓降要盡量小，以降低檢測元件的功耗，減少發熱，檢測電阻發熱越少，溫度變化也越小，阻值隨溫度的變化也越小，其全范圍電流檢測的精度和穩定性也會越好。 由于大多數電流檢測應用中，最小和最大電流都是已知的，設計工程師需要選定分流電阻器的最大壓降。比如，假設被測電流是雙向的，最大分流器壓降定為±80mV，最大測量電流為±100A。分流電阻器的阻值可以使用公式1來計算。 公式1，使用歐姆定律來計算分流電阻器阻值 對這個例子來說，分流電阻器阻值Rsense的計算結果為0.8mΩ。表1是其他滿量程電流情況下分流電阻器阻值的列表。 表1，對應滿量程電流值和分流電阻器阻值以及最小額定功率 檢測電阻器的最小額定功率用公式2來計算。 公式2，計算感測電阻器的最小額定功率 如果檢測電阻器的最小額定功率計算結果為8W。一般經驗是選取公式2計算的額定功率的2倍。這樣一來，即使流過分流電阻器的電流偶爾大于其最大電流，感測電阻器也不至于發生故障。實際上，所選擇的檢測電阻器的額定功率與計算結果的比率越大，電阻器在大電流應用中的溫升就越小。 檢測電阻器的溫度系數（TC）會直接影響電流測量的精度。檢測電阻器的環境溫度變化及電阻器的功耗引起的溫度變化都會導致檢測電阻器阻值的變化。不同電流下電阻器溫度變化與電阻器的額定功率成反比。檢測電阻器溫度變化導致的阻值的變化，又會影響系統測量精度的變化。由于溫度升高而造成的電阻器的阻值變化可用公式3來計算。 公式3，計算溫度變化時阻值的變化 ΔTemperature是溫度變化值（單位：攝氏度）。RsenseTC是檢測電阻器的溫度系數。Rsense是感測電阻器在初始溫度下的阻值。 檢測元件阻值的變化與流過電阻器的電流成正比。檢測電阻器的封裝尺寸也可以影響了其溫升。選擇檢測電阻器時還應當考慮感測元件封裝重要參數的熱阻Θja。Θja是指電阻器與電阻器外部環境之間的熱阻。表2列出了常見表貼封裝的熱阻。 表2，表貼電阻器熱阻，引自Vishay應用說明書28844和60122 由表2可以看出，封裝越小，熱阻越大。 例如，阻值為0.8mΩ的檢測電阻器在流過它的電流為50A時會產生2W功耗，其溫度變化可用公式4來計算。 公式4，流過感測電阻器的電流與電阻器的溫度變化之間的關系式 在公式4中，I2*Rsense是分流電阻器耗散的功率。Θja是所選感測電阻器的熱阻。假設檢測電阻器的封裝尺寸是2512，則電阻器的溫度變化計算值為50℃。假設RsenseTC為100ppm/℃，使用公式3計算的阻值變化為4μΩ，4μΩ似乎不是一個很大的變化，但可比較阻值變化與總阻值的比例，流過電阻器的50A電流時，額定阻值變化0.5%，從而導致0.5%電流測量誤差。 由圖1可知，電阻器發熱而導致的電流測量誤差。越小的封裝越容易發熱，而且，越小的封裝能容許發熱功率也越低。在保持較小封裝的情況下，想要增加電阻的額定功率，可以選用較寬封裝。例如，0406封裝的熱阻大約等于1206封裝的熱阻。 圖1。由電阻器自熱造成的電流測量誤差曲線 實際應用中，我們常常難以買到參數合適的分流電阻器，往往要么是分流電阻器的阻值不存在，要么是分流電阻器的額定功率太低，為了解決該問題，可以使用并聯兩個或更多分流電阻器的方法來測量電流。 電感直流電阻（DCR） DCR電流采樣電路是一種無損的采樣電路，其電路板空間也較小。但這種電路需要調試才能準確的采樣，其需要在生產時采取額外的步驟來保證電路的準確工作。另外無源元件的容差也會造成電路間測試精度的不同，如電感的溫度系數及電容的容差都會增加電流采樣的不準確性。總體看來，DCR采樣電路適合于粗略的測量電流，其可以滿足開關電源中無損電流采樣的目的。DCR采樣電路常用于低輸出電壓的應用（在此類應用中，若用電阻器采樣，其壓降會占輸出電壓很大的百分比）。低輸出電壓通常指低于1.5V的輸出電壓。 圖2。DCR電路的簡單原理圖 DCR電流檢測電路也可以達到電阻器檢測電流的目的。DCR電流檢測電路是利用電感器寄生電阻來測量負載電流的。其可以遠程測量流過開關穩壓器電路中電感的電流。因為沒有使用額外的元件與負載串聯，故稱之為無損電流采樣電路。 使用合適的DCR匹配電路可以使其對與ADC來講，采樣電阻的值就等于電感的內阻。圖2是一個DCR采樣電路的簡單原理圖。在推導電感電流與ADC輸入電壓間的傳遞函數之前，我們先來回顧一下在拉普拉斯域內電感和電容的電抗定義。 公式5，電容的容抗公式和電感的感抗公式 Xc是與頻率有關的電容阻抗，XL是與頻率有關的電感阻抗。ω等于2πf。f是穩壓器的開關頻率。由歐姆定律可知，流過電感的電壓（DCR采樣電路中），由公式6定義。 公式6，DCR電路中電感的電壓公式 在公式6中，Rdcr是電感的寄生電阻。電感（L）和寄生電阻（Rdcr）的電壓降與電阻（Rsen）和電容（Csen）的壓降相同（并聯關系）。公式7是根據電感電流（IL）定義的電容器（Vcsen）的電壓。 公式7，表示電容（Csen）的電壓 如果公式8成立，則電感負載電流（IL）與電容（Csen）電壓之間的關系可得到簡化。 公式8，使DCR采樣電路能夠準確工作的數學關系 如果公式8的條件成立，則公式7中分數的分子和分母可以抵消，從而使檢測電容器（Csen）的電壓簡化為公式9的等式。 公式9，公式8的條件成立時，電容器（Csen）上的電壓 大多數電感規格書都會給出電感內阻Rdcr的平均值。Rdcr值通常小于1mΩ，平均容差為10%。普通瓷片電容的平均容差也為10%。 另外電感是用金屬線繞制的，由于金屬的溫度系數較高，電感寄生電阻（Rdcr）的值會隨著溫度漂移，從而導致DCR匹配電路（公式8）失去平衡。電感寄生電阻值的變化可能是由于流過電感的電流發熱引起的溫度上升或環境溫度上升造成的。銅的電阻變化率為3.9mΩ/C。電感導線溫度的變化直接影響Rdcr的值。要消除溫度變化的影響，可以使用溫度傳感器來監測電感的溫度。從而可以對電感阻值的變化進行溫度補償。 在圖3中，有一個電阻與16位ADC負端（如：ISL28023，數字電源監測器）串聯，阻值為Rsen + Rdcr，該電阻的用途是用來抵消失調偏置電流在ADC的輸入端產生的偏置電壓的。 如果圖4中的電路是一個開關頻率為900kHz的ISL85415降壓變換器，電感值為22μH，容差為±20%。電感和輸出電容是保證降壓變換器正常工作的，壓穩定。Rdcr是電感的寄生電阻。在本例中，Rdcr的典型值為0.185Ω（最大值為0.213Ω）。寄生電阻值因電感的不同有±13%左右的差異。DCR電路Rsen的選擇值為11.8kΩ。使用公式8可計算出DCR電路的匹配電容值Csen等于10nF。假設電容器的容差為±10%。 電感值和電容值都是不能嚴格控制的。如果系統中的DCR電流采樣電路沒有附加的調整電路，那么檢測電容和電感的容差會對電流測量誤差產生什么影響呢？ 圖3。圖中曲線顯示了電容容差對電流測量的影響 設計沒有調整功能的DCR采樣電路會導致最高可達35%電流測量誤差，這是由于DCR采樣電路中的電感和電容值的容差造成的。圖3的曲線顯示了不同的電容器容差值產生的測量誤差。如果將Rdcr變化考慮在內，測量誤差會增加到約50%。 采用非易失性數字電位計（DCP）的簡單微調電路可顯著改善電流測量精度。 圖4。通過使用DCP來調整電路可顯著改進電流測量精度 霍爾效應傳感器 霍爾效應傳感器技術最近取得顯著進步，準確性和抗噪性顯著提高，從而使設計更容易。雖然有了這些進步，但該技術的優勢還是僅限于大電流應用，在大電流應用中，霍爾效應傳感器的功耗遠遠低于分流電阻器的功耗。 霍爾效應傳感器通過導體周圍的磁場強度來計算其電流大小。可實現無損測量電流的目的，霍爾效應傳感器通過測量由電流產生的磁場強度來測量流過電感的電流。非常適合用于電流高于200A的情況下，因為對于大電流應用，檢測電阻的功耗是非常大的。圖5顯示了霍爾效應電流測量的基本概念。 圖5。霍爾效應傳感器示例 公式10表示了導線的電流大小與磁場強度間的關系。帶狀走線的表示式會略有不同。為簡單起見，我們使用該公式來討論電流與磁場之間的關系。 公式10，導線的電流與磁場之間的關系 μ0是磁場的磁導率。自由空間的磁導率值μo等于4π*10-7 H/m。值r是電感與線性霍爾效應傳感器之間的距離（米）。變量I是導體的電流。B是磁感應強度（單位：高斯）。 圖6。 圖5中電路的側面輪廓圖 從公式10可以看出，磁場強度隨導體與傳感器之間的距離增加而減小。線性霍爾效應傳感器將測量的磁場強度轉換成電流或電壓輸出。傳感器的增益以mV/G或mA/G表示。有些測量以特斯拉來表示該增益。1特斯拉等于10，000高斯。 假設流過一條走線（線中心與霍爾效應芯片的中心距離為0.03m）的電流為200A。那么霍爾效應芯片測到的磁場強度是多少？如果傳感器的增益為5mV/G，那么傳感器的輸出電壓是多少？ 使用式中的關系可知，磁場強度為13.33G。電感器輸出的計算結果等于66.67mV。 線性霍爾效應傳感器是有源器件，工作電流為3mA-10mA。傳感器的平均噪聲級約為25mV或5G。因此在低電流或走線與傳感器間距較大時，線性霍爾效應傳感器并不是個好選擇。 電流走線和傳感器所在的環境對測量弱磁場具有重要影響。線性霍爾傳感器測量的是測試位置的總的磁場強度。傳感器附近的其他的電流走線會改變傳感器所在位置的磁場，并最終影響測量的精度。另外傳感器還會測量環境磁場的變化，開關型電動機或輻射能量的任何設備都可能引起環境磁場的變化。 減小環境對傳感器測量影響的方法之一是用磁屏蔽，將電流走線和霍爾效應傳感器封起來。如圖7，顯示了將走線和磁場強度傳感器包起來的金屬外殼。這個金屬外殼稱為“法拉第籠”。 圖7。通過屏蔽導體和傳感器可改進弱磁場測量效果 圖7中的屏蔽應當以盡可能小的阻抗接地，因為大地是最穩定的參照基準，這樣接可以改善屏蔽的效果。 最近，新出了一種集成了電流通路，溫度補償，和屏蔽外殼的霍爾效應傳感器。其電流通路的集成，可以使電流走線與傳感器芯片的距離固定下來，簡化了流過導體的電流與傳感器輸出電壓之間的增益計算。集成化的解決方案可簡化霍爾效應傳感器在實際測量應用中的布局和設計，因為用戶無需擔心導體與傳感器的間距以及傳感器所在的環境。圖8是這種集成解決方案的簡化電路圖。 圖8。集成電流通路的霍爾效應傳感器簡化電路圖 結束語 雖然每種采樣電流的方案都不是完美的，但知道各種方法的優缺點，將有助于設計工程師選擇最適合其系統的解決方案。 |
