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在工業(yè)控制現(xiàn)場PLC/DCS、刀片式服務器和冗余存儲磁盤陣列(RAID)等高可用性系統(tǒng)，需要在整個使用生命周期內(nèi)具有接近零的停機率。如果這種系統(tǒng)的一個部件發(fā)生了故障或需要升級，它必須在不中斷系統(tǒng)其余部分的情況下進行替換，在系統(tǒng)維持運轉的情況下，發(fā)生故障的板卡被移除，替換板卡被插入，被稱為熱插拔(Hot Swap)。 任何一個板卡都具有一定的負載電容，當板卡插入正常工作背板時，背板電源將使用較大的瞬時電流對插入板卡負載電容充電;當板卡從正常工作背板拔出時，由于板卡上的負載電容放電，在板卡與背板之間會形成一條低阻通路，也將產(chǎn)生較大的瞬時電流。浪涌現(xiàn)象會導致背板電源瞬時跌落，造成系統(tǒng)意外復位，甚至損壞接口電路，對于熱插拔保護電路的研究將成為背板結構設備推廣應用的關鍵。 1 控制策略比較 1.1 交錯引腳法 “交錯引腳法”也稱為“預充電引腳法”，是一種最基本的熱插拔浪涌電流控制方案，從物理結構上引入一長、一短兩組交錯電源引腳，在長電源引腳上串聯(lián)了一個預充電電阻。板卡插入背板時，長電源引腳首先接觸到電源，通過預充電電阻為插入板卡負載電容充電，并進行濾波和充電電流限制，板卡將要完全插入時，短電源引腳接入電源，從而旁路連接在長電源引腳的預充電電阻，為插入板卡供電提供一個低阻通道，信號引腳在插入板卡的最后時刻接入。板卡從背板拔出時，控制過程正好相反，長電源引腳最后與背板分離，通過預充電電阻為板卡負載電容放電。 交錯引腳法不能控制負載電容的充電速率，預充電電阻的選擇必須權衡預充電流和浪涌電流，如果電阻選擇不合理，會影響系統(tǒng)工作。交錯引腳方案需要一個特殊的連接器，這將會給選型設計帶來一定的困難。 1.2 熱敏電阻法 熱敏電阻法采用一個負溫度系數(shù)(NTC)熱敏電阻配合一個外部MOSFET使用，其工作原理是：NTC熱敏電阻置于功率MOSFET盡可能近，熱敏電阻上的溫度與功率MOSFET外殼的溫度直接成正比，控制MOSFET柵極電壓控制器的開關門限輸入電平與熱敏電阻上的溫度成反比。板卡在背板上進行熱插拔時，MOSFET在瞬時浪涌電流的作用下溫度升高，NTC熱敏電阻上的溫度隨著升高，柵極電壓控制器開關門限電平下降，來達到對板卡熱插拔時浪涌電流控制。 采用熱敏電阻法時，一個關鍵的問題是，當板卡連續(xù)反復插拔時，熱敏電阻可能沒有足夠的冷卻時間，從而在隨后的熱插拔事件中不能有效限制浪涌電流。同時需要考慮NTC熱敏電阻的反作用時間引起的長期可靠性問題，板卡環(huán)境溫度及熱敏電阻自身因素對可靠性設計帶來的問題。 1.3 熱插拔控制器 熱插拔控制器是當前最好的熱插拔解決方案，它在單芯片內(nèi)集成了過壓和欠壓保護、過載時利用恒流源實現(xiàn)有源電流限制、電源電壓跌落之前斷開故障負載、利用外部FET構成“理想二極管”提供反向電流保護以及發(fā)生負載故障后自動重啟等功能。此外，新一代熱插拔控制器集成了全面的模擬和數(shù)字功能，在板卡插入并完全上電后，可連續(xù)監(jiān)測電源電壓、電流、功率以及器件溫度，實時提供短路和過流保護，并且可以識別故障板卡，在系統(tǒng)完全失效或意外關閉之前撤掉故障板卡。熱插拔控制器可有效控制熱插拔過程中的浪涌電流，并在系統(tǒng)正常運行后提供過流和負載瞬變保護，降低了系統(tǒng)失效點，保證了可熱插拔系統(tǒng)的長期可靠運行，熱插拔控制器應用示意圖如圖1所示。 圖1 熱插拔控制器應用示意圖 2 應用實例設計 2.1 TPS2491功能結構 TPS2491是TI推出的一款正高壓熱插拔控制器，支持9—80 V正壓系統(tǒng)，適用于保護新興正高壓分布式電源系統(tǒng)，如12 V、24 V與48 V服務器背板、存儲域網(wǎng)絡、醫(yī)療系統(tǒng)、插入模塊以及無線基站等。TPS2491的可編程電源與電流限制功能有助于確保外部MOSFET在適當?shù)碾妷骸㈦娏髋c時間條件下始終保持在其安全工作區(qū)(SOA)范圍內(nèi)進行工作。在正常工作期間，外部MOSFET可在最大的柵源電壓下工作，以盡可能降低通道電阻。在進行啟動及出現(xiàn)短路的情況下，可對柵極-源極電壓進行調(diào)制，以便提供已定義的啟動時間，避免損壞外部MOSFET，TPS2491功能框圖如圖2所示。 圖2 TPS2491功能框圖 1)上電啟動過程 欠壓鎖定(UVLO)和芯片使能(EN)均超過其門限電平時，GATE、PROG、TIMER和PG引腳置為有效狀態(tài)，外部MOSFET在GATE驅動下被打開，控制器使用VSENSE-OUT和VVCC-SENSE分別監(jiān)測通過MOSFET漏極到源極的電壓(VDS)和電流(ID)。 2)電流控制及可編程 控制器通過外部感應電阻Rs兩端的電壓降來監(jiān)測流過MOSFET的電流ID，當浪涌電流出現(xiàn)時，通過降低MOSFET柵極電壓，保持感應電阻兩端壓降50 mV，來達到對熱插拔時浪涌電流的控制。通過變換感應電阻Rs阻值的大小，來調(diào)節(jié)最大輸出電流。 3)MOSFET耗散功率限制 控制器通過RPOG引腳的輸入電壓來確定MOSFET上允許的最大耗散功率，即VPROG=PLIM/(10*ILIM)，結合所選外部MOSFET的SOA來確定定時電容GT的大小，保證MOSFET始終保持在其安全工作區(qū)工作。 4)過載保護 一個積分電容CT被連接到TIMER引腳提供過載延時定時和控制器重啟間隔定時。熱插拔或輸出短路造成電源電壓下降時，CT進行充電，TIMER定時開始，此時MOSFET柵極驅動電路控制ID恒流，當CT充電達到4 V時，GATE引腳被拉低，MOSFET被關斷。此后內(nèi)部電路控制CT進行放電，當放電到達1 V時，GATE重新進行使能，控制器自動重啟。此后，如果仍然過載，則上述過程將重復進行。 2.2 24V保護電路設計 本節(jié)基于TPS2491詳細介紹正壓24 V熱插拔電路的設計過程，電路原理圖如圖3所示，設定VIN(MAX)=24 V，最大輸出電流IMAX=1.5 A。 圖3 24V熱插拔電路原理圖 1)感應電阻Rs(圖3中R7)選型 Rs=0.05/(1.2×IMAX)，取值33 mΩ，IMAX≈1.5 A。 2)外接MOSFET選型 外接N溝道MOSFET VDS耐壓要大于輸入電壓和瞬態(tài)過沖，并要有一定的余量，并且RDSON(MAX)要滿足， 其中TJ(MAX)一般取125℃，熱阻RθJA取決于管子的封裝及散熱的方式。 按照上述條件，設計中選取了N溝道MOSFET AOLL1242作為24V熱插拔電路外接MOSFET，其VDS=40V，ID=69A(VGS=10 V)，滿足設計要求的最大輸入電壓24 V和最大輸出電流1.5 A，并留有足夠的余量，防止瞬態(tài)過沖。 3)MOSFET的PLIM設定 MOSFET在熱插拔及輸出短路時會有極大的功率消耗，限制PLIM可以保護管子防止溫度過高損壞。通過對引腳PROG電壓的調(diào)節(jié)，來設定PLIM的大小，并且要滿足條件： 4)定時電容CT(圖3中C2)選型 選擇合適的電容，完成設定故障重啟間隔定時外，還必須滿足過載持續(xù)定時時間內(nèi)外接MOSFET的功率耗散，不造成管子損壞，設計中選擇CT=0.1μF。 5)使能啟動電壓設定 控制器使能啟動電壓為1.35 V，關閉電壓為1.25 V。通過設定EN引腳輸入電壓，可以實現(xiàn)電源輸入欠壓保護。設計中選擇R1=200 kΩ，R2=13 kΩ，由公式 VIN(ON)=1.35/[R2/(R1+R2)]=22 V 可知，電源輸入電壓達到22 V時控制器使能啟動;由公式 VIN(OFF)=1.25/[R2/(R1+R2)]=20.5 V 可知，電源輸入電壓下降到20.5 V時控制器進入欠壓保護。 6)其他選型 為了抑制高頻振蕩，GATE驅動電阻R5取值10 Ω;為保證PG引腳吸收電流小于2 mA，上拉電阻R6取值100 kΩ;C1取值0.1μF，D1選擇齊納TVS管SA24AG;24 V電源輸入端串接IN5822肖特基二極管D2防止電源反接。 3 電路測試驗證 文章設計的正壓24 V熱插拔保護電路，通過在背板結構的數(shù)據(jù)采集卡上應用，進行測試驗證，采集卡背板電源總線電壓為24 V。 測試方法：在采集卡插入背板時，通過示波器監(jiān)測背板電源總線波形變化情況，以及定時電容CT正極波形變化情況。 測試結果：數(shù)據(jù)采集卡無熱插拔保護電路時，采集卡插入背板時，背板電源總線波形如圖4所示;數(shù)據(jù)采集卡有熱插拔保護電路時，采集卡插入背板時，背板電源總線波形如圖5所示，定時電容CT正極波形如圖6所示。 圖4 無熱插拔保護電路背板電源總線波形圖 圖5 有熱插拔保護電路背板電源總線波形圖 圖6 無熱插拔保護電路定時電容CT正極波形圖 結果分析：由圖4波形可以看出，當采集卡無熱插拔保護電路，插入帶電背板時，背板24 V電源總線電壓有一個6V左右的瞬時(約3 ms)跌落。可知，若負載電容更大，則背板電源總線電壓跌落將更大，跌落時間將更長，在這樣的電壓跌落幅值及時間內(nèi)，及有可能造成背板上其他正常工作采集卡復位，甚至由于瞬時較大的負載電容充電浪涌電流損壞接口電路。 由圖5波形可以看出，當采集卡有熱插拔保護電路，插入帶電背板時，背板24 V電源總線電壓幾乎無跌落。同時，對圖6分析可知，在采集卡熱插拔時出現(xiàn)了浪涌過流，定時電容CT開始充電，在充電過程中MOSFET柵極驅動電路維持電源輸出恒流，由于CT充電未達到4 V(約2 V)時采集卡負載電容已經(jīng)充電完成，熱插拔控制器即刻取消了限流保護，進入了正常工作狀態(tài)，控制CT開始放電，并且在圖6可以明顯看出，CT充電周期大大小于放電周期，也驗證了CT充電電流(25μA)和放電電流(2.5μA)的不同。 4 結論 隨著工業(yè)現(xiàn)場應用需求的不斷提高，對產(chǎn)品設計方式提出了更高的要求，背板結構具有其固有的靈活性和可擴展性，并且在系統(tǒng)維持正常運轉的情況下，可進行故障板卡更換插拔，非常適合工業(yè)現(xiàn)場實際應用。在熱插拔過程中產(chǎn)生的浪涌電流，除了會造成系統(tǒng)其他正常運行板卡的意外復位外，甚至可能會損壞相關接口電路。 文章詳細介紹了基于TPS2491進行熱插拔保護電路設計的過程，并通過24 V電源背板總線數(shù)據(jù)采集卡設計進行實際驗證，從驗證結果可以看出文中設計的熱插拔保護電路有效抑制了熱插拔過程中的浪涌電流，熱插拔電路工作正常，符合設計要求。因此，文中介紹的熱插拔保護電路及其設計方法，具有較高的參考價值和應用價值。 |
