作者:Yuriy Kurtsevoy,技術團隊資深成員,Maxim Integrated 《逆樓梯而上》出自于同名電影、劇本及書籍,這是一部以紐約市一所學校為背景的喜劇。標題來自于一項對學生的懲罰措施:沿向下運動的臺階向上走。當臺階向下運動時,沿臺階或圖中所示的自動扶梯(圖1)向上跑,這對孩子來說總是一種抵擋不住的誘惑。有人可能會說孩子的思維“不拘泥于條條框框”或突破常規,也許是這樣吧。顯然,他是在挑戰預期、規定的流程、或常規思維。他也說明,拿出一些勇氣,可通過非常規方法實現目標。這對工程師也具有一定借鑒意義。 圖1:小男孩沿自動扶梯向上走,用非常規方法實現其目的,或許有些頑皮的成分。工程師可從中受到啟發,利用非常規方法解決問題。 我們有時候在設計模擬IC時,設計“元素”彼此間并不總是那么適合。解決方案似乎異常難以捉摸。比如我們需要利用單極性DAC實現雙極性輸出。當今業內的發展趨勢是小、低功耗和高性能器件,這幾個條件在決定解決方案時極具優勢。然而,這種低電壓單極性DAC不能直接用于高性能、高電壓、高電流或雙極性應用;任何附加電路必須不能降低DAC的性能。在這種情況下,我們就應該不走尋常路,嘗試一些不同的方法。本文將介紹如何通過增加一個高電壓運算放大器,利用單極性DAC實現雙極性輸出。 改造“理想”的單極性DAC 圖2所示為簡單的雙極性輸出電路,電路包括單極性DAC、高精度電壓基準和高精度運算放大器。 圖2. 典型雙極性輸出工作電路。 該電路的輸出功能基于對理想運算放大器的兩個常見假設: 1) 運算放大器的輸入電流為0。 2) 穩態條件下,V+輸入電壓等于V-輸入電壓。 根據基爾霍夫電流定律,V-節點的公式為: (公式1) 從式1中解出VOUT,并利用VDAC代替V-: (公式2) 實際上,我們已經推導出差分放大器的公式,其中第一項為同相輸入,第二項為反相分量,每一項具有各自的增益。 由于DAC輸出VDAC是輸入編碼及基準電壓的函數,式2可寫為: (公式3) 如果RFB = RINV,其比值為1,則可進一步將該式簡化為: (公式4) 所以,雙極性工作允許輸出在-VREF至+VREF之間擺動,增益為單位增益。表1所示為根據式4得出的圖2中理想16位DAC采用2.5V VREF時的理想雙極性輸出數據與對應的編碼。 針對現實應用優化“理想”DAC 這么說,我們的單極性理想DAC很容易轉換。然而,在我們的現實世界中,沒有什么是理想的。圖2中的每個元件都具有一定的精度水平,整合到一起后,會共同影響DAC的最終輸出精度。必須根據應用要求的精度,對系統進行特征分析和校準。所以,即使您可以選擇高精度16位DAC,也應該特別謹慎地選擇相應的電壓基準、放大器及反饋電阻。哪個元件對精度的影響最大?哪個參數對雙極性應用最為關鍵?這些問題既不簡單,也不是無關緊要。經驗不足的工程師可能會驚訝地發現即使簡單的電阻對設計修改也非常關鍵。 選擇正確的電阻并不簡單 電阻匹配、容限及溫度系數對任何高精度應用而言都是最為重要的參數,這些參數影響電路誤差、失調、增益誤差,以及整個工作溫度范圍內的增益穩定性。每個參數都需要仔細斟酌。 可供選擇的電阻類型各種各樣,從薄膜電阻到金屬箔電阻,容限從1%到0.01%。溫度系數從300ppm/°C到0.2ppm/°C,精度不同成本也不同。然而,對于設定增益最為重要的參數可能并不能從電阻的數據資料中直接得到:這個電阻是否匹配另一個電阻。對于批量生產,許多是可通過手動調匹配電阻的,但一個必須的前提條件是這兩個電阻要處于容限的相反兩端。這是允許在最差工作條件下安全工作的唯一假設條件。精密匹配電阻對可能會非常昂貴,這取決于它的制造工藝。采用半導體制造工藝的巨大優勢是采用照相復制工藝制造電阻,并在相同基片上同時制造。有兩種方法可實現這一目的。一種方法是采用封裝內包含兩個電阻的產品,另一種方法是用相匹配的多個電阻和一個DAC做到同一個封裝里。 選擇正確的放大器 選擇正確的放大器也極具挑戰性,尤其是對于16位和更高精度的DAC。必須嚴格關注輸入參數,這些參數包括:輸入偏置電流、輸入失調電壓、輸入失調電壓偏移、輸入電壓范圍、共模抑制比和電源抑制比、輸入電容及建立時間、輸入電流和電壓噪聲密度、總諧波失真和增益帶寬、擺率和輸出瞬態恢復時間。關于這些參數的詳細說明超出了本文的討論范圍,需要仔細閱讀放大器的數據資料。 外部因素影響電壓基準 選擇電壓基準時有多個關鍵指標,需要仔細閱讀數據資料:輸出電壓精度、輸出電壓溫度系數、電源和負載調節、輸出電壓噪聲以及長期穩定性。除此之外,還有其它現實需要考慮。外力會造成電壓基準部分參數變差。例如,如果DAC的結構改變了電壓基準的負載,負載調節可能就會成為問題。 為了更好的理解這一過程,我們以三種不同的情景為例進行介紹。 1. 假設一個DAC具有緩沖基準輸入,在任何輸出電平和數字編碼時,基準引腳上的阻抗相同。然而,如果沒有基準輸入緩沖器,當負載在工作期間發生變化時,應用精度會降低。 2. 現在,假如一個電阻串的DAC結構,或稱數字電位計,最簡單的形式是一組串聯電阻,每個電阻間有一個抽頭和開關,所以可選擇任何抽頭作為滑臂。如果電位計滑臂的電路負載的阻抗非常高,那么對電壓基準從電位計頂部能夠檢測到的總電阻幾乎沒有影響。然而,如果滑臂的電阻負載較小,電壓基準檢測到的負載電阻變化就非常明顯。這種情況下,數據資料中給出的負載調節對實際應用精度的影響就比較大。 3. 以滿擺幅(R-2R)梯形網絡為例。R-2R結構時,電壓基準負載能夠以10倍至20倍發生變化,并且還會從RINV/RFB電阻和放大器引入的附加負載,所以要求電壓基準的電阻應盡量的高。 化腐朽為神奇——實用的雙極性DAC 通過附加的外部高精度運算放大器,單極性、16位、非緩沖DAC可實現雙極性電路。16位MAX542和MAX5442 DAC就是其中兩個例子,利用集成的0.015%(最大值)匹配電阻RFB和RINV很容易實現雙極性輸出擺動輸出(圖3)。使用這些DAC時,無需復制輸出緩沖器,節省PCB基板面,為用戶提供使用簡單、極具性價比的方案。 圖3:這些16位DAC使用外部運算放大器提供雙極性輸出。 該方案要求最新一代的運算放大器,例如MAX9632。圖3所示的DAC雙極性工作的INL和DNL的圖如圖4至圖7所示。INL計算使用的是HP3458A萬用表測得的非調節數據,采用端點法。 圖4:MAX542A的雙極性輸出INL。 圖5:MAX542A的雙極性輸出DNL。 圖6. MAX5442A的雙極性輸出INL。 圖7. MAX5442A的雙極性輸出DNL。 |