LM3445的LED調光電路設計分析

發布時間：2013-4-16 12:10 發布者：1770309616

　　傳統白熱燈泡的調光電路，大多使用簡易的雙向交流觸發三極體(Triac)位相控制方式。白熱燈泡利用鎢絲高溫發光，使用雙向交流觸發三極體的位相控制方式，因此無電壓時段也不會產生閃現象爍，反過來說光源變成LED方式時，相同的雙向交流觸發三極體位相控制電路，頻率是一般商用頻率2倍，受到無電壓時段影響，容易出現閃爍現象。
　　最近美國國家半導體公司開發直接連接雙向交流觸發三極體調光器，幾乎完全不會發生閃爍現象的LED驅動IC LM3445與評鑒基板。接著筆者組合評鑒基板與簡易雙向交流觸發三極體調光電路，說明LM3445的評基板鑒與電路設計的重點。
　　評鑒基板封裝LM3445、電源電路，以及周邊電路，評鑒基板使用雙向交流觸發三極體調光電路，輸入已經受到位相控制的電壓，利用高頻切換器提供LED電流，LED驅動器設有可以控制流入LED電流峰值的降壓轉換器，動作時設定OFF時間超過一定值以上。動作上首先接受雙向交流觸發三極體調光電路的輸出電壓，接著檢測雙向交流觸發三極體的ON時段，再將此信號轉換成流入LED電流指令值，此時流入LED電流與雙向交流觸發三極體ON時間呈比例，就能夠沿用傳統白熱燈泡的調光電路。此外上記評鑒基板支持還主從結構，能夠以相同電流調光復數LED。
　　評鑒與電路整體架構
　　圖1(a)是評鑒電路方塊圖；圖1(b)是雙向交流觸發三極體的調光電路，由圖可知本電路采取“Anode fire”方式，使用雙向交流觸發三極體的兩端電壓當作驅動電壓，通過可變電阻VR后，使電容器C1充正電壓或是負電壓，此時不論極性，電容器C1的電壓一旦超過一定程度，觸發二極管通電會使雙向交流觸發三極體點弧，流入雙向交流觸發三極體的電流，即使超過一值仍舊持續通電，電流則流入負載。

　　圖中的二極管D1～D4與15kΩ電阻，連接于雙向交流觸發三極體的兩端，主要目的不論極性都能夠使電容器C1的開始充電電壓維持一定值，此外為避免受到商用電源極性影響，因此刻意將此整合成相同點弧位相的電路。由于雙向交流觸發三極體電路OFF時，不會完全遮斷電流，大約有15kΩ的阻抗值，為減少對評鑒基板的影響，本電路插入1kΩ的假電阻。圖1(c)是供應評鑒基板的電壓波形，取電源的正弦波。
　　圖2是評鑒基板的電路圖，根據圖1(c)的電壓波形可知，輸出調光LED的電流要求各種技巧，第1調光必需指定流入LED的電流，因此評鑒基板若能夠從雙向交流觸發三極體的ON時段獲得信息，理論上LED只要流入與該時段呈比例的電流，LED就能夠沿用傳統白熱燈泡的調光器進行調光。

　　LM3445的ON時段在450至1350范圍，支持0%～100%的電流值指令，若以雙向交流觸發三極體的弧點角度θ表示，它相當于1350～450范圍。
　　第2是輸入評鑒基板的電源，使用雙向交流觸發三極體進行位相控制，因此無電壓時段，即使使用高頻切換電路也無法消除閃爍問題。上記電路為消除閃爍，未使用電容輸入型電路，改用填谷電路盡量減輕對電源的影響，因此本電路設置D4、D8、D9、C7、C9，以C7、C9串行電路使輸入的電壓峰值充電。
　　C7、C9相同容量時，各電容器的充電電壓是輸入電壓峰值的一半，換句話說輸入電壓峰值變成一半時，各電容器開始放電，輸入電壓峰值變成一半為止則以填谷電路動作，如此一來轉換器的輸入電壓能夠維持一定，同時還可以高頻使LED點燈。圖3是填谷電路與輸出、入電壓波形。由圖可知輸入電壓波形是雙向交流觸發三極體輸出整流后的波雙向交流觸發三極體的ON時段(角度)，大于900時會變成一半，低于900時＝1/2×sin（180－ON時段）＝1/2×sinθ。

　　第3是LED的電流調整電路，并不是可以使降壓轉換器維持一定頻率方式，而是采用能夠使OFF時段維持一定的方式，因此設計上要求承受輸入電壓、LED電流大范圍變動。雖然動作頻率隨著輸入電壓與負載改變，不過本電路可以完全忽略LED的閃爍問題，輕易設定頻率范圍。評鑒基板的基本設計與動作方式，建立在上記3項設計核心技術，除此之外為設定條件，電路上還要求其它各種技巧。接著以8個LED為范例，探討評鑒基板的電路定數。
　　降壓轉換部位的動作
　　圖4是降壓轉換部位相關電路圖，由圖可知它是由切換用FET Tr2、電感L2、續流二極管D10構成降壓轉換部主要電路，除此之外電流復歸用電阻器R3、決定FET OFF時間的電容器C1、充電電路Tr3、R4、吸收波動電流的電容器C12、LM3445的內部結構，鎖定轉換器的動作，細節忽略不詳述。圖中的L5是磁珠電感，它可以抑制續流二極管D10的逆回復電流。

　　Tr2 ON時，流入L2的電流取決于輸入電壓Vbuck與LED電壓VLED兩者的電壓差，最差情況LED的順電壓下降為3.99V，8個LED串聯需要31.9V。流入Tr2的電流除了受到電流指令最大值750mA的限制之外，有關對短路等異常電流的保護，本電路備有電流限制器功能，不過Tr2正確動作的代價是輸入電壓最大值有極限。
　　IC內部的起動電路一旦開始動作，GATE信號變成H，就會使Tr2 ON進入行程。LM63445即使ON，電流的檢測不會以一定時間進行，IC內部的125ns延遲時間內，電流檢測電阻R3的電壓R3，利用內部FET持續限制在0V，PWM與I-LIN兩轉換器的輸入維持L狀態，這樣的設計主要目的是考慮Tr2 ON時，二極管D10的逆向回復電流很大，避免瞬間遷移至GATE信號變成OFF狀態，轉換器可能無法起動。
　　延遲時間內Tr2 ON時電流的過渡變化，Tr2的電流與L2一旦相同，就進入檢測L2電流變化的行程，該電流檢測功能有所謂無效時間，因此降壓轉換器的輸入電壓最大值時，為確實保障此延遲時間，如圖5所示要求最小200ns的ON時間。延遲時間之后隨著直線上升的L2電壓，R3的電壓也直線上升，該電壓經過電流感測端子ISNS輸入至PWM轉換器，一直到電壓到達電流指令值為止，GATE信號維持ON狀態。評鑒基板的電流檢測用電阻R3大約1.8Ω，PWM的電流指令值最大值，750mV時為417mA，延遲時間與溫度有依存關系，大約100～160ns。

　　PWM轉換器進行IC內部產生的電流指令值與R3電壓比較，R3的電壓超過電流指令值，H的信號經過內部控制電路使GATE信號OFF。此外本電路還設置PWM轉換器不動作時的I-LIM轉換器，超過1.27V峰值會使GATE信號OFF抑制電流。Tr2 OFF時L2的電流移至D10，L2則以LED的一定電壓開始再設定(reset)，L2的電流呈直線性衰減，磁束則被再設定(reset)。評鑒基板的此OFF時間取決于LED的電壓，主要理由在動作范圍，希望優先正確進行L2的磁束再設定。
　　決定OFF時間的電容器C11與定電流電路Tr3、R4，定電流電路利用LED的順向電壓，配合LED的電壓使電流流動C11，C11的電壓呈直線性上升，利用該電壓與時間呈比例的特性。定電流電路的動作非常簡單，配合LED的順定下降電流流入R4，Tr3的基準電流配合Tr2的增幅率電流流動，由于流入Tr3集極(collector)的電流與流入R4的電流幾乎相同，因此C11內部有一定電流流動，該電壓呈直線性上升，C11的電壓被輸入至LM3445的COFF則進入COFF的比較器(Comparator)，電壓一旦超過1.276V基準電壓，再度使GATE信號移轉至ON狀態，換言之OFF時間是與LED的電壓呈比例的值。
　　綜合上記結論可知，GATE信號ON時IC的COFF輸入，亦即C11在IC內部以33Ω的阻抗值短路，此時C11的電壓幾乎維持0V，一旦進入OFF行程就開始對C11定電流充電，亦即開始時間計數。接著以評鑒基板為例試算OFF時間。

　　假設：

　　由此可之電感L2的再設定時間大約3.2μs。電感L2的再設定電壓是LED的電壓VLED，它是一定值。電流直線性下降，持續到FET的下個ON為止。L2的電流變成連續的條件（不會變成0），該電流的變化成份，反而變成LED的波動電流成份。
　　假設：
　　OFFB時間=3.2μS
　　L2=470μH
　　如此一來就可以求得波動電流：　　　　

　　接著試算ON時間，ON時轉換器的輸入電壓Vbuck與LED的電壓VLED的電壓差施加于L2，此處計算該波動電流186mA的變化時間，假設：　　　

　　圖6是根據電路定數計算的L2最大電流波形，使用的LED最大平均電流為350mA，如果根據評鑒基板的定數計算，轉換器的公稱動作頻率變成：

　　電流指令的電路與動作
　　降壓轉換器的動作概要如上記，降壓轉換器的電流指令利用雙向交流觸發三極體產生，圖7(a)是電流指令值產生電路；圖7(b)是動作概要；圖7(c)是電流指令值的范圍。利用雙向交流觸發三極體體進行位相控制的電壓，亦即雙向交流觸發三極體導通時輸入的電壓，被施加至Tr1的網關與汲極，一旦施加位相控制的電壓，雖然取決于Tr1的特性，不過此時大約10V的電壓被輸入至BLDR端子，輸入峰值7.2V的轉換器輸出遷移變成H，4μs后230Ω的負載加入轉換器輸入，可以補強雙向交流觸發三極體的拴鎖器電流，使雙向交流觸發三極體正確動作。

　　BLDR轉換器的輸出變成峰值4V的脈沖列輸出至ASNS，該以R1、C3與IC出口的損失平順化，制作脈沖列的平均電壓，變成FLTR1的電壓。FLTR1的電壓則被輸入至RAMP轉換器，再與內部的鋸狀波形比較，此鋸狀波形值為3V，谷底值為1V，FLTR1的電壓值低于1V，RAMP轉換器的輸出變成H，流入RAMP轉換器的電流指令值變成0V，反過來說FLTR1的電壓值超過3V時，RAMP轉換器的輸出變成L，連接的FET變成OFF狀態，汲極電壓VQ大約750mA，因此流入RAMP轉換器的電流指令值，就是內部電壓最大750mA。
　　由此可知FLTR1的電壓值與雙向交流觸發三極體的導通角度呈比例，可以檢測的控制角θ在一定范圍內。雙向交流觸發三極體的導通角度為1800－θ，導通角度與半波周期比1800－θ/1800的值，在1/4～1/3范圍內，因此在450≦θ≦1350范圍內，產生與角度(1800－θ)呈比例的電流指令，θ=1350時，電流指令=0V，θ=450時，電流指令=750mV最大值。
　　周邊電路的設計
　　以上根據LM3445評鑒基板電路與電路定數，探討電路動作特性，接著介紹LM3445周邊電路的設計技巧。LM3445的主要功能分別如下:
　　(1)以位相控制的雙向交流觸發三極體為前提，將雙向交流觸發三極體的通電角度轉換成流入LED的指令值，支持位相角度450～1350范圍，電流指令值最大750mV～0V
　　(2)以降壓轉換器OFF時間一定方式為前提，優先穩定動作，利用LED的電壓幾乎是一定的特征。
　　(3)降壓轉換器ON時脈沖寬度必需是最小值的限制，要求200ns以上，因此轉換器的輸入電壓有上限的限制。
　　(4)降壓轉換器的最低輸入電壓，要求雙向交流觸發三極體位相角度1350時，交流輸入電壓值必需大于LED的電壓。利用降壓轉換器使LED的電流維持一定，LED的電壓VLED與轉換器的輸入電壓Vbuck比D在轉換器沒有損失時，它與切換組件Tr2的ON時間，以及控制周期T的比完全相同，有損失時D與效率η呈反比率變大，此時使用下式表示：

　　評鑒基板的設計條件如下：
　　˙電壓：AC90V~135V
　　˙電流：350mA
　　˙LED數量：串聯7~8個
　　評鑒電路選擇LED電流350mA種類，評鑒基板根據定數以250kHz附近動作，使用評鑒電路的條件進行。LED的條件如下：
　　˙VF = 2.79~3.42~3.99V
　　˙ILED = IF = 350mA（最大），500mA（脈沖）
　　˙輸入電壓：AC80～120V(AC100V±20%)
　　˙動作頻率：額定輸入電壓時250kHz
　　假設降壓轉換器輸入電壓為額定電壓峰值，降壓轉換器的效率η，根據技術資料為85%，依此試算LED串聯8、7、6、5、4，此時VLED分別是27.36、23.94、20.52、17.1、13.68，根據上式(1)：　

　　計算結果如下：
　　˙toff = 3.09μs@8個LED串聯
　　˙toff = 3.20μs@7個LED串聯
　　˙toff = 3.32μs@6個LED串聯
　　˙toff = 3.43μs@5個LED串聯
　　˙toff = 3.54μs@4個LED串聯　　
　　最后決定采用toff =3.09μs。C11到達LM3445 COFF 峰值1.276V的時間，取決于C11的容量與一定充電的電流ICOLL，ICOLL（一般數十μA）的選擇由C11決定，C11以下式表示：

　　假設C11＝120pF，如此一來：

　　評鑒基板的R4=576kΩ，相當于toff=3.2μs，它是流入LED的額定電流時off的時間，電流指令很小時LED的電壓降低，off的時間變長。波動電流Δi是決定電感L2電感值的要因，增加電感值波動電流降低，LED的電流連續范圍變大，L2的容量變大、單價上升。由于動作頻率很高，不易察覺該頻率的閃爍，因此選擇低電感值，Δi=50%。
　　Δi=350×0.5=175mA
　　接著計算L2的電感值：

　　評鑒基板的L2為470μH，因此L2的波動電流 Δi變大，此處觀察評鑒基板L2＝470μH時，LED的串聯數量與波動電流的變化。波動電流Δi以下式表示：

　　根據上述可以獲得表1的LED串聯數量與波動電流Δi關系，由表1可知LED串聯數量減少，L2的電流波動隨著降低，上記評鑒基板toff=3.20μs，計算上Δi=186mA，波動電流為53%。

　　圖中的C12可以抑制流入LED的波動電流，上記評鑒基板使用1μF，吸收250kHz時的鋸齒狀波動電流，以評鑒基板為范例，250kHz時Δi=186mA的波動電流，該交流成份換算成實效值變成：

　　C7與C9放電時放電量很大的場合，輸入電壓很小卻提供最大電流，此時電容器只進行放電，一直到下次放電為止的期間，如果電壓降至電流無法流入LED的值，就不能確保LED的光束量，為避免上記問題，設計上C7與C9的電壓值選擇超越LED的電壓。電壓Vbuck最小值如圖8所示假設：
ΔV=20V

　　最小點變成：
　　54-20=34＞27.36V
　　因此C7與C9在20V放電也可以。

　　Iled：評鑒基板的最大值
　　Δt=3.33ms（相當于50Hz電源60°）
　　由于C7與C9都是33μF，因此C=66μF非常充分。此外評鑒基板還設置：
　　˙消除波動濾波器(L3、C1、L4、C15)
　　˙一般模式濾波器(L1)
　　˙累增二極管(Avalanche Diode)(D12)
　　˙熱敏電阻（Thermistor)(RT1)
　　˙保險絲(F1)
　　有關消除波動濾波器，由于Tr2的OFF時間與ON時間大幅改變，設計消除波動濾波器時，必需考慮以動作頻率最低值抑制波動電流。有關一般模式濾波器，要求可以檢查開啟電源時，流入電解電容器的突波電流、二極管、電容器的電流、電壓耐量的協調動作。突波電流必需配合消除波動濾波器的關系進行檢討，雖然一般模式濾波器增加對地阻抗，可以抑制漏泄電流，不過對Tr2、D10的特性、基板布線結構卻有相關性。
　　組件表內記載D12的破壞電壓VBR=144V，不過實際封裝組件與廠商的標示不一致，假設組件表內的記載數據是正確的話，筆者建議重新檢討AC135V輸入時的動作。
　　電路測試結果
　　測試電路測試條件與測試結果分別如下：
　　測試條件
　　˙輸入電壓：AC80V
　　˙通流角度：450以下，900附近，1350以上
　　˙測試部位：TP3----V+→整流端的電壓
　　TP4----Vbuck→埋谷電路輸出電壓
　　Tr1----源極端子→BLDR輸入
　　TP15----GATE信號
　　TP16----R3電壓（檢測電流）
　　測試結果與考察
　　圖9是雙向交流觸發三極體導通電流的角度與LED電流的變化測試結果，根據測試結果可知雙向交流觸發三極體未通電領域，一直到所有通電領域都非常穩定動作。圖10是交流輸入電流的波形，雖然流入填埋電路C7、C9的充電電流非常顯眼，不過它可以利用濾波器L3、L4抑制，比所謂的電容輸入電路更優秀。

　　圖11是埋谷電路的電壓波形；圖12是GATE信號與Tr2的電流（R3的電壓）波形，由圖可知LED的電流幾乎是0V，大約是300mA的數據，Tr2的OFF時間則與流入LED的電流值，亦即LED的電壓有依存關系，電流很小、OFF時間延長，反過來說電流很大、OFF時間縮短。此外Tr2的ON時間取決于流入LED的電流與填埋電路的電壓，埋谷電壓很低、Tr2的ON時間變長，轉換器的動作頻率大幅變化，因此選擇輸入濾波器時必需列入考慮。ITr2的的GATE信號ON時，突出狀電流流動，礙于篇幅限制省略定量評鑒結果，評鑒基板設有保險絲與電感L5。

　　結論
　　隨著LED芯片電光轉換效率的提升，制作成本卻持續下跌，使用LED光源的照明燈具逐漸取代傳統熒光燈與白熱燈泡，開發LED燈泡專用調光器的同時，市場要求能夠沿用白熱燈泡調光器的聲浪也日益高漲，傳統白熱燈泡的調光器，使用結構簡易的雙向交流觸發三極體位相控制，由于白熱燈泡主要是透過鎢絲高溫發光，因此雙向交流觸發三極體的位相控制，無電壓時段也不會產生閃現象爍。
　　光源變成LED方式時，相同的雙向交流觸發三極體位相控制，頻率是一般商用頻率2倍，受到無電壓時段的影響，LED Lamp容易出現閃爍現象，有鑒于此美國國家半導體公司開發，可以直接連接雙向交流觸發三極體的調光電路，以及幾乎完全不會發生閃爍現象的LED驅動IC LM3445，透過此專用LED驅動IC，就能夠輕易實現沿用白熱燈泡調光器的目標。

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