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作者：Brian King，德州儀器 (TI) 技術研究組成員、應用工程師 引言 在48V輸入電信系統中，100W到250W的電源便足以滿足許多應用的需求。正向轉換器是這些應用的理想選擇。在更低輸出電壓下，次級電路中的同步整流可提高效率和簡化系統散熱設計。有源鉗位正向轉換器可以很好地服務于這些應用，因為同步整流的易于實現性。 在大多數情況下，正向轉換器的輸出電流常常被設定在約30A。超過該電流值，便很難管理次級電路的電感設計和傳導損耗。從功率的角度來看，主電路（許多并聯FET）成為250W以上額定功率的一個限制因素。在一些大功率系統中，必須轉而使用一種不同的拓撲結構，例如：全橋等，或者并行操作兩個或者更多正向轉換器以增加輸出功率。 對于使用二極管整流其輸出的一些并聯電源，負載共用IC非常有效。二極管整流電源允許僅從電源吸取電流。但是，使用同步整流器的電源同時可以提供和吸取功率，其會損毀一些負載負載共用控制器。在啟動時更是如此，因為反饋環路被主控制器的慢啟動電路主導，而兩個并聯電源會嘗試把輸出調節至不同的電壓水平。通過交錯式兩個單獨功率級可以避免出現這些問題。本文為您介紹一種5V、300W交錯式隔離式電源，其通過一個標準36V-72V電信輸入驅動。 交錯式功率級的設計 在本設計舉例中，把電源分成兩個交錯式功率級，這樣做可以把每個相次級電路的電流減少至30A。這比單相電源所要求的60A要易于管理得多。我們需要對兩個相進行設計以承載30A以上的電流，目的是容許相位誤差。功率級設計的第一步是選擇電源變壓器的匝數比和電感。這種有源鉗位正向轉換器的一個特點是，它能夠工作在50%以上的占空因數下。最大占空因數最好不要超過75%，這樣變壓器的重置電壓才不會過高。本例中，36V輸入時，4.5：1的匝數比可帶來約63%的占空因數。在200kHz下對每個相進行開關操作，可在尺寸和效率之間提供一種較好的平衡。把主電感設置在100µH，可確保開關過渡期間有足夠的磁化電流來驅動功率MOSFET的換向整流。次級電感和開關頻率決定鉗位中諧振電容器的值。在這種情況下，0.1µF電容器可產生50kHz的諧振頻率。 輸出電感的選擇與所有降壓轉換型拓撲一樣。使用2 µH電感情況下，輸入為72V最大值時，每個相的峰到峰紋波電流達到8.5A。考慮到20%的相位誤差，該電感必須能夠在不飽和的情況下承載至少41A的峰值電流。 輸出電容器的選擇，需滿足負載瞬態引起的輸出紋波電壓和電壓偏移要求。功率級交錯式可抵消一些輸出電容器紋波電流。紋波電流抵消的多少取決于占空因數和兩個相位之間的相角。僅當兩個相位同步為異相180°且占空因數為50%時，紋波電流全部抵消。紋波電流的降低，減少了基于紋波電壓要求和電容器RMS額定電流所要求的電容器數量。就本設計而言，每個4A RMS額定使用4個180µF聚合物電容器，便足以讓峰到峰紋波電壓保持在50 mV以下。如果必要，我們還可以增加更多的電容，以支持大負載瞬態。 選擇主MOSFET也很簡單。峰值漏電壓是輸入電壓和諧振變壓器重置電壓的和。RMS主電流包括反射負載電流和變壓器磁化電流。重要的是，選擇最少的高成本效益晶體管，并讓每個晶體管的功耗始終為可控。就本設計而言，每個相位均使用兩個并聯150V、50mΩ MOSFET，并且每個FET的最大功耗約為700mW。 圖1說明了如何在有源鉗位正向轉換器的每個相位中實現自驅動同步整流器。一套同步整流器（Q4、Q5和Q6）有通過變壓器反射的輸入電壓，而另一套（Q1、Q2和Q3）則有反射到次級端的變壓器重置電壓。選定匝數比時，額定30V的MOSFET足以滿足該設計的要求。這些組件中大多數功耗均產生自傳導損耗。每個相位的并聯多個7mΩ MOSFET導致每個FET出現約800mW的最大損耗。它可以確保結溫不至于過高，即使20%相位誤差時也是如此。柵極驅動組件Q12、Q13、Q15和Q16服務于兩個功能。首先，它們保護MOSFET柵極免受開關波形上電壓尖峰的損害。其次，它們提供一個緩沖功能，這樣變壓器的次級繞組便不會直接連接至大量的柵極電容。對于確保功率MOSFET在開關過渡期間能夠迅速換向整流，這一點很重要。 
圖 1 自驅動同步整流器的柵極驅動調節電路 圖2描述了如何把兩個控制器并聯在一起，讓它們共用一個公共反饋信號和軟啟動電路。利用峰值電流模式控制，每個功率級都表現為一個電流源，其由反饋引腳的電壓控制。一個單誤差放大器通過同時控制兩個控制器的反饋引腳來調節輸出電壓。兩個相位之間的電流失衡基本由控制器內部的偏差變化以及電流檢測容差和斜率補償來決定。圖3顯示了一個可導致兩個相位間最大誤差的總容差的各相電流與反饋電壓對比曲線。在高負載水平下時，這并不會成為問題，因為一個級剛好承受更大的負載。但是，在輕負載狀態下，誤差會允許一個相吸取電流，從而迫使另一個相提供額外電流。這導致輕負載損耗的增加。當對電流限制編程時，還必須考慮相位失衡問題。
圖 2 共用反饋網絡和軟啟動電路的交錯式控制器 通過指定一個控制器為主控制器而另一個為從控制器，來實現同步。從控制器的時鐘頻率比主時鐘頻率低10%，從而確保同步。主控制器的柵極驅動信號用作從控制器的時鐘頻率。需要一些調節組件，以對同步脈沖的大小和持續時間進行調整。 為了正確啟動，計時至關重要。必須在任一芯片的VDD電壓降至UVLO OFF水平以下之前完成啟動，否則沒有一個控制器能夠啟動。把兩個軟啟動引腳綁到一起，確保兩個轉換器同時開始啟動序列。在出現故障時，這種方法允許通過對軟啟動電容放電來關閉兩個控制器。
圖 3 偏差變化可導致相位電流失衡 圖4顯示了這種電源的效率。標稱輸入為48V且負載電流為60A時，電源的效率大于92%。轉換器可以轉換得到一個獨立、穩定的5V，無需中間總線，并且功耗最小。它簡化了系統設計，并減少了上游AC/DC整流器的功率需求。
圖 4 同步整流帶來非常高的效率 結論 總之，交錯式有源鉗位正向功率級可帶來一種高性價比、高效率的設計。設計必須考慮兩個相位之間的電流失衡，并確保正確同步和啟動。如果設計得當，交錯式操作可擴大有源鉗位正向轉換器的實用功率范圍至500W左右，可輕松支持高達60A的負載電流。 本設計更多詳情，請訪問www.ti.com/tool/PMP2214詳細了解完整的示意圖、材料清單和測試結果等。 |
