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作者：Masashi Nogawa，德州儀器 (TI) 線性穩壓器高級系統工程師 引言 隨著通信信道的復雜度和可靠性不斷增加，人們對于電信系統的要求和期望也不斷提高。這些通信系統高度依賴于高性能、高時鐘頻率和數據轉換器器件，而這些器件的性能又非常依賴于系統電源軌的質量。當使用一個高噪聲電源供電時，時鐘或者轉換器 IC 無法達到最高性能。僅僅只是少量的電源噪聲，便會對性能產生極大的負面影響。本文將對一種基本 LDO 拓撲進行仔細研究，找出其主要噪聲源，并給出最小化其輸出噪聲的一些方法。 表明電源品質的一個關鍵參數是其噪聲輸出，它常見的參考值為 RMS 噪聲測量或者頻譜噪聲密度。為了獲得最低 RMS 噪聲或者最佳頻譜噪聲特性，線性電壓穩壓器（例如：低壓降電壓穩壓器，LDO），始終比開關式穩壓器有優勢。這讓其成為噪聲敏感型應用的選擇。 基本 LDO 拓撲 一個簡單的線性電壓穩壓器包含一個基本控制環路，其負反饋與內部參考比較，以提供恒定電壓—與輸入電壓、溫度或者負載電流的變化或者擾動無關。 圖 1 顯示了一個 LDO 穩壓器的基本結構圖。紅色箭頭表示負反饋信號通路。輸出電壓 VOUT 通過反饋電阻 R1 和 R2 分壓，以提供反饋電壓 VFB。VFB 與誤差放大器負輸入端的參考電壓 VREF 比較，提供柵極驅動電壓 VGATE。最后，誤差信號驅動輸出晶體管 NFET，以對 VOUT 進行調節。 
圖 1 LDO 負反饋環路 簡單噪聲分析以圖 2 作為開始。藍色箭頭表示由常見放大器差異代表的環路子集（電壓跟隨器或者功率緩沖器）。這種電壓跟隨器電路迫使 VOUT 跟隨 VREF。VFB 為誤差信號，其參考 VREF。在穩定狀態下，VOUT 大于 VREF，其如方程式 1 所描述：
圖 2 LDO 參考電壓緩沖 其中，1 + R1/R2 為誤差放大器必須達到穩態輸出電壓 (VOUT) 的增益。 假設電壓參考不理想，并在其DC輸出電壓（VREF）上有一個有效噪聲因數VN（REF）。假設圖 2 中所有電路模塊均理想，VOUT 便為噪聲源的函數。可以輕松地對方程式 1 進行修改，以考慮到噪聲源，如方程式 2 所示：
其中，VN（REF） 為輸出的單獨噪聲影響因素，如方程式 3 所示：
通過方程式 2 和 3，我們可以清楚地看到，更高的輸出電壓產生更高的輸出噪聲。反饋電阻 R1 和 R2 設置（或者調節）輸出電壓，從而設置輸出噪聲電壓。因此，許多LDO器件的特點是，噪聲性能與輸出電壓有關。例如，VN = 16 µVRMS×VOUT 說明了一種標準的輸出噪聲描述方式。 主要 LDO 輸出電壓噪聲源 對于大多數典型的LDO器件來說，主要輸出噪聲源為方程式3所示經過放大的參考噪聲。雖然總輸出噪聲因器件不同而各異，但一般都是如此。圖 3 為一個完整的結構圖，顯示了其各個電路組件的相應等效噪聲源。由于任何有電流流過的器件都是一個潛在的噪聲源，圖 1 和圖 2 所示所有單個組件均為一個噪聲源。 圖 4 由圖 3 改畫而來，目的是包括 OUT 節點的所有等效參考噪聲源。完整的噪聲方程式為：
圖 3 等效噪聲源 LDO 拓撲
圖 4 統一噪聲源 LDO 拓撲 在大多數情況下，由于參考電壓模塊即能帶隙電路由許多電阻器、晶體管和電容器組成，因此 VN（REF） 往往會大于該方程式中最后三個噪聲源，其中 VN(REF) >> VN(R1) 或者 VN(REF) >> VN(R2)。因此，方程式 4 可以簡化為：
就高性能 LDO 器件而言，常見的方法是添加一個降噪 (NR) 引腳，以消除參考噪聲。圖5描述了NR引腳如何降低噪聲。由于VN（REF）為主要輸出噪聲源，因此我們在參考電壓模塊（VREF）和誤差放大器之間插入一個RC濾波電容器CNR，旨在減少這種噪聲。RC 濾波器減少噪聲的程度由一個衰減函數決定：
其中
圖 5 參考噪聲濾波器 LDO 拓撲
圖 6 RMS 噪聲與輸出電壓的關系 因此，放大參考噪聲被降至(1 + R1/R2) × VN(REF) × GRC，則方程式5變為：
在現實世界中，所有控制信號電平均依賴于頻率，包括噪聲信號在內。如果誤差放大器帶寬有限，則高頻參考噪聲 (VN(REF)) 通過誤差放大器濾波，其方式與使用 RC 濾波器類似。但在實際情況下，誤差放大器往往具有非常寬的帶寬，因此 LDO 器件擁有非常好的電源紋波抑制 (PSRR) 性能，其為高性能 LDO 的另一個關鍵性能參數。為了滿足這種矛盾的要求，IC 廠商選擇使用寬帶寬誤差放大器，以實現最佳低噪聲 PSRR。如果低噪聲也為強制要求，則這樣做會帶來 NR 引腳功能的使用。 典型電路中參考噪聲的控制 放大參考噪聲 TI TPS74401 LDO 用于測試和測量。表 1 列出了常見配置參數。請注意，為了便于閱讀，TPS74401 產品說明書的軟啟動電容器 CSS 是指降噪電容器 CNR。 表 1 設置參數
首先，使用一個可忽略不計的小 CNR，研究放大器增益的影響。圖 6 顯示了 RMS 噪聲與輸出電壓設置的對比情況。如前所述，主要噪聲源 VN（REF） 通過反饋電阻器 R1 和 R2 的比放大。我們將方程式 7 修改為方程式 8 的形式：
其中，VN（Other）為所有其它噪聲源的和。 如果方程式 8 擬合y=ax + b的線性曲線，如圖 6 中紅色虛線所示，則 VN（REF）（斜率項）可估算為 19 µVRMS，而 VN(Other)（y 截距項）為 10.5 µVRMS。正如在后面我們根據“降噪（NR）引腳效應”說明的那樣，CNR 的值為 1pF，目的是將 RC 濾波器效應最小化至可忽略不計水平，而 GRC 被看作等于 1。在這種情況下，基本假定 VN（REF） 為主要噪聲源。 請注意，當 OUT 節點短路至 FB 節點時噪聲最小，其讓方程式 8 的放大器增益（1 + R1/R2）等于1（R1=0）。圖 6 顯示，該最小噪聲點約為 30 µVRMS。 抵銷放大參考噪聲 本小節介紹一種實現最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖 7 所示，一個前饋電容器 CFF 向前傳送（繞開）R1 周圍的輸出噪聲。這種繞開或者短路做法，可防止在高于 R1 和 CFF 諧振頻率 fResonant 時參考噪聲因誤差放大器增益而增加，其中：
輸出噪聲變為：
圖 7 使用噪聲最小化前饋電容(CFF) 的 LDO 拓撲 圖 8 顯示了RMS噪聲相對于前饋電容 (CFF) 和不同輸出電壓設置的變化。請注意，每個 RMS 圖線上各點代表上述電路狀態下整個給定帶寬的完整噪聲統計平均數。正如我們預計的那樣，所有曲線朝 30 µVRMS 左右的最小輸出噪聲匯集；換句話說，由于 CFF 效應，噪聲匯聚于 VN(REF) + VN(Other)。
圖 8 前饋電容對噪聲的影響 圖 8 對此進行了描述。CFF 值大于 100nF時，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷掉。出現這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷，但是低頻噪聲對 RMS 計算的總統計平均數影響不大。為了觀察 CFF 的實際效果，我們必需查看噪聲電壓的實際頻譜密度圖（圖9）。圖9表明，CFF=10µF 曲線的噪聲最小，但是某些頻率以上時所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當于由 R1 和 CFF 值決定的諧振極點頻率。R1 等于 31.6 kΩ 時計算得到的 CFF值，請參見表 2。 表 2 計算得諧振頻率
圖 9 表明，50 Hz 附近時，CFF=100 nF 曲線轉降。5 kHz 附近時，CFF=1 nF 曲線轉降，但是 CFF=10 pF 時諧振頻率受 LDO 噪聲總內部效應影響。通過觀察圖 9，我們后面均假設 CFF=10µF 最小噪聲。
圖 9 各種 CFF 值的輸出頻譜噪聲密度 降噪 (NR) 引腳的效果 在 NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容（CNR）時，GRC 下降。圖 10 表明 RMS 噪聲為 CNR 的函數（參見圖 5）。稍后，我們將在第三段“其它技術考慮因素”中說明這兩條曲線的差異。
圖 10 RMS 噪聲與降噪電容的關系 圖 10 利用 10 Hz 到 100 kHz 更寬融合范圍，來捕捉低頻區域的性能差異。CNR=1pF 時，兩條曲線表現出非常高的RMS噪聲值。盡管圖 10 沒有顯示，但不管是否 CNR=1pF，都沒有 RMS 噪聲差異。這就是為什么在前面小節“放大參考噪聲”中，我們把GRC被看作等于 1 的原因。 正如我們預計的那樣，隨著 CNR 增加，RMS 噪聲下降，并在 CNR=1µF 時朝約12.5 µVRMS 的最小輸出噪聲匯聚。 CFF= 10 µF 時，放大器增益（1 + R1/R2）可以忽略不計。因此，方程式 8 可以簡寫為：
正如我們看到的那樣，VN(Other) 并不受 CNR 影響。因此，CNR 保持 10.5 µVRMS，其由圖 6 所示數據曲線擬合度決定。方程式 10 可以表示為：
接下來，我們要確定 GRC 降噪電容的影響，這一點很重要。圖 10 中曲線的最小測量噪聲，讓我們可以將方程式10改寫為：
其中，求解VN(REF) × GRC 得到 2 µVRMS。增加 CNR 會使參考噪聲從19.5 µVRMS降至 2 µVRMS，也就是說，在 10 Hz 到 100 kHz 頻率范圍，GRC 從整數降至 0.1 (2/19.5) 平均數。 圖 11 顯示了 CNR 如何降低頻域中的噪聲。與圖 9 所示小 CFF 值一樣，更小的 CNR 開始在高頻起作用。請注意，CNR 最大值 1µF 表明最低噪聲。盡管 CNR = 10 Nf 曲線表明最小噪聲幾乎接近于 CNR = 1 µF 的曲線，10-Nf 曲線顯示30Hz 和100Hz 之間有一小塊突出部分。
圖 11 不同 CNR 值時輸出頻譜噪聲密度與頻率的關系 圖8所示曲線（CNR = 1 pF），可改進為圖 12（CNR = 1 µF）。圖 8 顯示 CFF = 100 Nf 和 CFF = 10 µF 之間幾乎沒有 RMS 噪聲差異，但是圖 12 清楚地顯示出了差異。 圖 12 中，不管輸出電壓是多少，CFF = 10 µF 和 CNR = 1 µF 均帶來最低噪聲值12.5 µVRMS，也即最小 GRC 值（換句話說，RC濾波器的最大效果）為 0.1。12.5 µVRMS 值為 TI 器件 TPS74401 的底限噪聲。
圖 12 噪聲優化以后 RMS 噪聲與前饋電容的關系 當我們把一個新LDO器件用于噪聲敏感型應用時，利用大容量CFF和CNR電容確定這種器件的獨有本底噪聲是一種好方法。圖12表明RMS噪聲曲線匯聚于本底噪聲值。 其他技術考慮因素 降噪電容器的慢啟動效應 除降噪以外，RC濾波器還會起到一個RC延遲電路的作用。因此，較大的CNR值會引起穩壓器參考電壓的較大延遲。 前饋電容器的慢啟動效應 CFF利用一種機制繞過R1反饋電阻AC信號，而憑借這種機制，其在激活事件發生后VOUT不斷上升時，也繞過輸出電壓反饋信息。直到CFF完全充電，誤差放大器才利用更大的負反饋信號，從而導致慢啟動。 為什么高VOUT值會導致更小的RMS噪聲 在圖8和圖10中，相比VOUT=0.8V的情況，VOUT=3.3V曲線的噪聲更小。我們知道，更高的電壓設置會增加參考噪聲，因此這看起來很奇怪。對于這種現象的解釋是，由于CFF連接至OUT節點，因此除繞過電阻器R1的噪聲信號以外，CFF還有增加輸出電容值的效果。圖12表明，由于參考噪聲被最小化，我們便可以觀測到這種現象。 RMS噪聲值 由于TPS74401的本底噪聲為12.5 µVRMS，它是市場上噪聲最低的LDO之一。在設計一個超低噪聲穩壓器過程中，12.5 µVRMS絕對值是一個較好的參考值。 結論 本文深入探討了LDO器件的基本噪聲以及如何將其降至最小，具體包括： * 每種電路模塊對輸出噪聲的影響程度 * 參考電壓如何成為主要的噪聲源（經誤差放大器放大） * 如何抵銷經過放大的參考噪聲 * NR功能的工作原理 謹慎選擇降噪電容器 (CNR) 和前饋電容器 (CFF)，可以將 LDO 輸出噪聲最小化至器件獨有的本底噪聲水平。利用這種噪聲最小化配置，LDO 器件便可保持本底噪聲值，讓其同非優化配置中常常影響噪聲水平的一些參數無關。 給電路添加 CNR 和 CFF 時存在慢啟動副作用，因此我們必須認真選擇這些電容器，以實現快速升壓。 本文所述方法已經用于優化 TI 的 TPS7A8101 LDO 的噪聲。在 TPS7A8101 產品說明書第 10 頁，不管參數如何變化，器件都擁有恒定的噪聲值。 參考文獻 1、《可編程軟啟動3.0A超低噪聲LDO》，發表于《TPS74xx》產品說明書www.ti.com/lit/SBVS066M 2、《低噪、寬帶寬、高PSRR、低壓降1A線性穩壓器》，發表于 《TPS7A8101產品說明書》www.ti.com/lit/SBVS179A 相關網站 電源管理：http://www.ti.com.cn/lsds/ti_zh/ ... t/power_portal.page TPS7A8101：www.ti.com.cn/product/cn/TPS7A8101 TPS74401：www.ti.com.cn/product/cn/TPS74401 | ||||||||||||||||||||||||||||||||||
| 太專業了。看不懂。 |
| hao!!!!!! |
| 專業資料,收藏學習 |
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感謝樓主。相當不錯的內涵文章，英文原文在這里，http://www.ti.com.cn/cn/lit/an/zhct188/zhct188.pdf TI官方中文譯文在這里：http://www.ti.com.cn/general/cn/ ... hct188&fileType=pdf |
| 有價值 |
| 很專業！設計LDO時很有參考價值！ |
| 很深，謝 |
