|
在節(jié)能環(huán)保意識的鞭策及世界各地最新能效規(guī)范的推動下，提高能效已經成為業(yè)界共識。與反激、正激、雙開關反激、雙開關正激和全橋等硬開關技術相比，雙電感加單電容(LLC)、有源鉗位反激、有源鉗位正激、非對稱半橋(AHB)及移相全橋等軟開關技術能提供更高的能效。因此，在注重高能效的應用中，軟開關技術越來越受設計人員青睞。 另一方面，半橋配置最適合提供高能效/高功率密度的中低功率應用。半橋配置涉及兩種基本類型的MOSFET驅動器，即高端(High-Side)驅動器和低端(Low-Side)驅動器。高端表示MOSFET的源極能夠在地與高壓輸入端之間浮動，而低端表示MOSFET的源極始終接地，參見圖1。當高端開關從關閉轉向導通時，MOSFET源極電壓從地電平上升至高壓輸入端電平，這表示施加在MOSFET門極的電壓也必須隨之浮動上升。這要求某種形式的隔離或浮動門驅動電路。與之不同，低端MOSFET的源極始終接地，故門驅動電壓也能夠接地參考，這使驅動低端MOSFET的門極更加簡單。 
圖1：LLC半橋拓撲結構電路圖。 所有軟開關拓撲結構都應用帶浮接參考引腳(如MOSFET源極引腳)的功率開關。在如圖1所示的LLC半橋拓撲結構中，高端MOSFET開關連接至高壓輸入端，不能夠采用主電源控制器來驅動，而需要另行選定驅動電路。這驅動電路是控制電路與功率開關之間的接口，將控制信號放大至驅動功率開關管所要求的電平，并在功率開關管與邏輯電平控制電路之間有要求時提供電氣隔離。高端MOSFET驅動方案常見的有兩種，一是基于變壓器的方案，二是基于硅集成電路(IC)驅動器的方案。本文將分別討論這兩種半橋拓撲結構高端MOSFET驅動方案的設計考慮因素，并從多個角度比較這兩種驅動方案，及提供安森美半導體的建議方案。 變壓器驅動方案 基于變壓器的高端MOSFET驅動方案在設計過程中涉及到一些重要的考慮因素。例如，由于是對地參考點浮動驅動，如果設計中存在400 V功率因數(shù)校正(PFC)電路，則要保持500 V隔離。此外，要將漏電感減至最小，否則輸出與輸入繞組之間的延遲可能會損壞功率MOSFET。要遵守法拉第定律，保持V*T乘積恒定，否則會飽和。要保持足夠裕量，防止飽和，尤其是在交流高壓輸入和瞬態(tài)負載的情況下。要使用高磁導率鐵芯，從而將勵磁電流(IM)降至最低。要保持高灌電流(sink current)能力，使開關速度加快。 基于變壓器的驅動方案包含兩種主要類型，分別是單驅動(DRV)輸入和雙驅動輸入，參見圖2a及圖2b。單驅動輸入方案中，需要增加交流耦合電容(CC)來復位驅動變壓器的磁通。這種方案中的門極-源極電壓(VGS)幅度取決于占空比；另外，穩(wěn)態(tài)時-VC關閉，而在啟動時灌電流能力受限。這種方案需要快速的時間常數(shù)(LM//RGS * CC)，防止由快速瞬態(tài)事件導致的磁通走漏(flux walking)。 另外，在設計過程中，也需要留意跳周期模式或欠壓鎖定(UVLO)時耦合電容與驅動變壓器之間的振鈴，需要使用二極管來抑制振鈴。 單驅動輸入包括帶直流恢復的單驅動輸入及帶PNP關閉的單驅動輸入。其中，帶直流恢復的單驅動輸入在穩(wěn)態(tài)時VGS取決于占空比，但灌電流能力有限；后者則采用PNP晶體管+二極管的組合來幫助改善關閉(switching off)操作。此外，對單驅動輸入而言，還不能忽略與門。如果與門驅動能力有限，要增加圖騰柱(totem-pole)驅動器。 圖2b顯示的是雙極性對稱驅動輸入方案的電路圖。在這種方案中，兩個輸入(DRVA和DRVB)的極性相反，位置對稱，故不同于單驅動輸入方案，無需交流耦合電容。這種方案適合推挽型電路，如LLC-HB，但不適合非對稱電路，如非對稱半橋或有源鉗位。這種方案需要注意線路/負載瞬態(tài)時的驅動變壓器磁通，仍然需要強大的關閉能力。需要注意由泄漏電感導致的延遲，將泄漏電感減至最小，并使用雙輸出繞組而非單輸出繞組。這種方案的另一項不足是關閉電阻(Roff)壓降會導致額外的功率損耗。
圖2：單驅動輸入(a)與雙驅動輸入(b)變壓器驅動方案電路對比。 綜合來看，變壓器驅動方案有多項優(yōu)勢，一是變壓器比裸片更強固，二是對雜散噪聲及高dV/dt脈沖較不敏感，當然，成本也可能更便宜。但其劣勢是電路復雜，需要注意極端線路/負載條件及關閉模式，且需注意泄漏電感及隔離，還要留意汲電流能力是否夠強。 硅芯片驅動方案 與變壓器驅動方案類似，硅集成電路驅動方案也包含單驅動輸入和雙驅動輸入這兩種類型，分別見圖3a及圖3b。不過，這些硅半橋驅動器既能用作高端MOSFET驅動器，也能用作低端MOSFET驅動器。硅芯片高端MOSFET驅動方案采用緊湊、高性能的封裝，在單顆芯片中集成了驅動高端MOSFET所需的大多數(shù)功能，增加少數(shù)幾個外部元件后就能提供快速的開關速度，提供閂鎖關閉功能，輸入指令與門驅動輸出之間的延遲極低，功率耗散也較低。
圖3：硅芯片驅動方案電路圖：a雙輸入；b單輸入。 但在提供這些優(yōu)勢的同時，硅芯片驅動方案也有一些局限，如硅芯片內電壓達600 V，需要高端隔離，且需要匹配高端驅動與低端驅動之間的傳播延遲，避免使用任何不平衡變壓器。此外，高端驅動器需要自舉供電(bootstrap supply)，并且需較高抗干擾能力，抑制高端驅動器的負電壓影響。就高壓隔離而言，需要在電路中增加脈沖觸發(fā)器、電平轉換器和同步整流觸發(fā)器。其中，電平轉換器維持高達600 V電壓。就匹配延遲而言，在低端驅動器通道上加入延遲時間，從而補償由脈沖觸發(fā)器、電平轉換器和同步整流觸發(fā)器導致的高端延遲。而就高端驅動器的負電壓而言，我們著重關注半橋支路來研究。連接至半橋支路的負載是電感型負載，類似于LLC半橋，或在最簡單的情況下是同步降壓結構。就降壓轉換器的實際工作來看，寄生電感和寄生電容等寄生參數(shù)隨處可見，橋引腳上的負電壓將會在驅動IC內部產生負電流，且負電壓會在每個脈沖寬度增大，直到硅驅動器(或稱驅動器IC)失效。若能在寬溫度范圍內將負脈沖保持在恰當?shù)膮^(qū)域內，驅動器將正常工作；否則，驅動器將不會正常工作或可能損壞。 安森美半導體在-40℃至+125℃的完整溫度范圍內定義驅動IC的電氣參數(shù)，相關的高端MOSFET硅驅動器(參見表1)具有強固的負電壓特性。相比較而言，很多競爭對手僅在+25℃的環(huán)境工作溫度下定義電氣參數(shù)，并不總提供溫度特征描繪，而且很多競爭對手從特征曲線中析取的電氣參數(shù)值很可能未顧及工藝變化問題。
表1：安森美半導體用于高端MOSFET驅動的硅驅動器相互參照。 方案比較及安森美半導體建議 我們以采用變壓器驅動方案和硅驅動器方案的24 V@10 A LLC半橋電路為例來比較這兩種方案。這兩種方案都采用帶雙DRV輸出的LLC控制器NCP1395，不同的是，前者采用變壓器驅動LLC轉換器的MOSFET，后者采用NCP5181驅動器IC來驅動器LLC轉換器的MOSFET。兩者的波形看上去類似，但比較高端MOSFET關閉時的波形可以發(fā)現(xiàn)，驅動器IC更快速地關閉MOSFET，而且驅動IC關閉MOSFET時快70 ns，從而降低開關損耗；而在高端MOSFET導通時，驅動器IC在高端與低端MOSFET之間能夠保持安全及足夠的死區(qū)時間，優(yōu)于變壓器驅動方案。而從能效來看，在相同的輸入功率時，兩種方案的能效沒有顯著區(qū)別(詳見參考資料1)。 對于這兩種方案而言，究竟應該選擇哪種方案呢？實際上，如果精心設計的話，這兩種方案都可以。安森美半導體身為應用于綠色電子產品的首要高性能、高能效硅方案供應商，我們的建議是選擇硅芯片驅動方案，因為硅方案可以簡化布線及簡化設計，免去變壓器需要手動插入的問題，及可免除變壓器方案中諸如隔離被破壞、磁通走散、關閉后出來未預料到的振鈴等問題。而且要支持纖薄設計的話, 扁平電源中變壓器的高度是個問題，而硅芯片驅動方案則無此問題。 總結： 對于需要高能效的應用而言，采用軟開關技術的半橋拓撲結構越來越受設計人員青睞。但要驅動半橋拓撲結構中的高端MOSFET，設計人員面臨著是選擇變壓器或是硅芯片等不同驅動方案的選擇。本文分析了不同驅動方案的設計考慮因素、相關問題及解決之道，并從多個角度對比了這兩種驅動方案。盡管精心設計的話，這兩種驅動方案都可以良好工作，但安森美半導體建議選擇諸如NCP5181這樣的硅芯片驅動方案，在簡化布線及設計的同時，也可避免變壓器驅動方案的諸多問題，幫助設計人員縮短設計周期，加快產品上市進程。 參考資料： 1、半橋驅動器：采用變壓器還是全硅驅動，安森美半導體培訓教程， www.onsemi.com/pub/Collateral/HB%20-%20Half-Bridge%20Drivers,%20a%20Transformer-Based%20Solution%20or%20an%20All-Silicon%20Drive%20-%20bilingual.rev0.pdf 2、NCP5181數(shù)據(jù)手冊，http://www.onsemi.com/pub/Collateral/NCP5181-D.PDF 供稿：安森美半導體 |
