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目前，在電氣化區(qū)段，列車供電系統(tǒng)，由裝在機車（拖車）內(nèi)的客車供電裝置將接觸網(wǎng)、受電弓送來的的25 kV單相交流電，經(jīng)降壓整流，濾波成600 V直流電壓，提供DC600 V電樂等級的列車供電母線。各空調(diào)客車通過配電柜供電選擇開關(guān)將其中一路600 V直流送入空調(diào)逆變電源裝置（簡稱逆變器）及直流110 V電源裝置（簡稱充電器），分別向空調(diào)、電開水爐、冰箱等三相交流電器負載、電視機等單相220 V插座供電，并在給蓄電池充電的同時向照明、供電控制等直流負載供電。由于現(xiàn)有的客車DC600 V供電電源裝置的主電路采用是晶閘管單相半控整流電路，功率因數(shù)低，輸出電壓經(jīng)常在500~700 V間振蕩，電壓波動不穩(wěn)，極易導致客車上的逆變器、充電器發(fā)生保護停機或損壞。 本文針對以上問題，對客車DC600V供電電源的主電路提出了“二極管整流+ICBT降壓斬波”的功率設計技術(shù)方案，對主電路進行設計，并用PSIM軟件進行仿真分析。 1 客車DC600 V供電電源主電路的設計思路 1.1 技術(shù)參數(shù)要求 根據(jù)客車用電的實際要求，客車DC600 V供電電源應滿足以下技術(shù)要求。 電源裝置的額定輸出電壓： DC600 V 輸出電壓波動范圍： ±10 V 額定輸出功率： 2×40HD kW 額定輸出電流： 2×670 A 輸出過載電流： 2×≯750 A 1.2 設計思路 現(xiàn)有的客車DC600 V供電電源采用的是單相橋式晶閘管半控整流電路，使得網(wǎng)側(cè)總功率因數(shù)波動范圍為0.5~0.85，當接觸網(wǎng)網(wǎng)壓高網(wǎng)壓時，網(wǎng)側(cè)總功率因數(shù)低至0.5;網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)波動范圍為0.65~1，高網(wǎng)壓時低至0.65;而且輸出電壓經(jīng)常在500~700 V間振蕩，電壓波動不穩(wěn)。 在所有的單相整流電路中，二極管不控整流電路的的功率因數(shù)恒定為0.9，網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)接近1，相對較高，而且波紋系數(shù)小，整流電壓為0.9Ud;所以，主電路采用二極管整流橋可有效提高客車DC600 V供電電源n的功率因數(shù)。裝置的額定輸入電壓為交流860 V，經(jīng)過二極管整流后輸出的直流電壓為774 V，高于客車所需要的600 V，所以還需要降壓環(huán)節(jié)。 另外，該電源的輸入電壓會隨著接觸網(wǎng)的網(wǎng)壓隨時在波動，降壓環(huán)節(jié)的降壓比也應該隨著變化，因此，采用IGBT斬波電路，通過斬波電路的開通占空比，調(diào)節(jié)輸出電壓穩(wěn)定在600V左右，減小輸出電壓的波動。所以，對主電路設計了“二極管整流+IGBT降壓斬波”的技術(shù)方案。 2 客車DC600V供電電源主電路的設計 該DC2600 V供電電源的額定輸出功率為2×400 kW，由兩組相同的電路構(gòu)成，每組輸出功率為400 kW.兩組的電路結(jié)構(gòu)都是一樣的，包括預充電電路、二極管整流電路、斬波降壓電路、放電電路、接地保護電路、控制單元（包括功率板、控制板、通訊板）、顯示和計量電路等構(gòu)成。下面以其中一組電路為例說明如圖1所示。 
圖1 客車DC600V供電電源主電路原理框圖 2.1 預充電電路為了防止當控制單元獲得DC110 V電源，且外部供電申請信號有效時，直接閉合主接觸器KM1，交流電源不經(jīng)過整流電路而通過濾波整流電路造成短路現(xiàn)象，設置了預充電電路。預充電電路輸入側(cè)通過輸入端子與機車主變壓器的單相860 V電源相連。由KM2、F0、D0及R0組成，當控制單元獲得DC110 V電源，且外部供電申請信號有效時，先閉合預充電電路的接觸器KM2，給電容C1、C2充電，充電完成后閉合主接觸器KM1。 2.2 二極管整流電路 主接觸器KM1閉合后，輸入的AC860 V經(jīng)過熔斷器F1后，通過二極管V1-V4構(gòu)成的單相全波整流電路將交流電壓變?yōu)橹绷麟妷海瑫r濾波電感L1與電容C1、C2構(gòu)成整流濾波電路，給后續(xù)的IGBT斬波降壓電路提供直流電源。由于整流電路采用的是二極管整流電路，且濾波電感L1足夠大，使得在整個輸入電壓范圍內(nèi)，網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)接近1. 2.3 IGBT斬波降壓電路 接觸網(wǎng)的網(wǎng)壓在不斷波動，使二極管整流電路的輸出電壓大于標準的直流600 V.為了使電源裝置的最終輸出電壓將為600 V，整流后的直流電壓由IGBT斬波降壓電路來實現(xiàn)調(diào)壓。降壓電路由大功率IGBT V5~V8、電感L2~L7、電容C5共同組成。IGBT中V5和V6、V7和V8采用交替開關(guān)控制方式，其中V5上管和V7下管、V6上管和V8下管同步開關(guān)控制。電感L2~L5為換流電感，L6~L7為儲能濾波主電感，C5為輸出濾波電容。C3與C4主要是用來吸收IGBT的過電壓尖峰。 IGBT V5上管和V7下管、V6上管和V8下管開通時，整流后的電壓通過電感向輸出電容C5充電。IGBT關(guān)斷時，電感電流通過IGBTV5下管和V7上管、V6下管和V8上管的反向并聯(lián)二極管續(xù)流。通過調(diào)整IGBT開通占空比，就可以調(diào)整輸出電壓。控制電路中的主芯片采用UC2825N，為雙列直插式的16Pin芯片，其供電電源為DC15 V，芯片有兩路脈沖輸出。通過控制板內(nèi)部電路精確而快速的控制，最終將輸出電壓穩(wěn)定輸出為DC600V. 為保證電源柜效率的前提下盡可能提高IGBT的開關(guān)頻率，換流電感L2~L5使得IGBT開關(guān)損耗大為降低。這樣，輸出600 V直流電源的品質(zhì)也大為提高，電壓波動可控制在±10 V. 2.4 放電電路 在確認與輸入的860 V電源斷開的情況下，外部又沒有供電申請信號時，設置了專門的放電電路。放電電路由R6和V9組成，外部又沒有供電申請信號時，經(jīng)過一定時間后，控制晶閘管V9導通使產(chǎn)品內(nèi)部電容的電壓在30 s內(nèi)降低至36V以下。 2.5 接地保護電路 接地保護電路由R7、R8、R9及SV1等組成，當系統(tǒng)直流側(cè)接地電阻小于800 Ω時，接地保護可靠動作（延時2 s）；交流側(cè)接地電阻小于2 KΩ歐時，接地保護可靠動作（延時2s）。 3 客車DC600V供電電源主電路的PSIM仿真 3.1 主電路的PSIM仿真電路模型的建立 假設開關(guān)元件導通時的通態(tài)壓降為零，阻斷時電阻為無窮大，并認為IGBT導通與關(guān)斷瞬時完成；而且接觸網(wǎng)電壓是理想的正弦波，所以將電源裝置的輸入用正弦交流電源來代替；主電路濾波參數(shù)為L=9 mH，C=2 814μF.根據(jù)以上假設，建立主電路的仿真模型如圖2所示。
圖2 客車DC600V供電電源主電路仿真模型 3.2 主電路的PSIM仿真結(jié)果實際工作中，接觸網(wǎng)的網(wǎng)壓在不斷波動，從而使客車DC600V供電電源的輸入電壓在1075V~650 V之間不斷波動。所以，分別選取輸入電壓為1 075 V、860 V、650 V 3種情況進行仿真。 1）額定電壓860 V時。額定負載，開通占空比D=0.775，波形如圖3所示。
圖3 輸入862V的仿真波形圖 2）輸入電壓1 075 v時，額定負載時，開通占空比D=0.62，波形如圖4所示。
圖4 輸入1 075 V的仿真波形圖 3）輸入電壓650 V時，額定負載，斤通占空比D=1，波形如圖5所示。
圖5 輸入650 V的仿真波形圖 3.2 主電路的PSIM仿真結(jié)果分析通過以上仿真波形可以看出，當輸入電壓在650~1 075 V之間不斷變化，調(diào)節(jié)IGBT斬波電路的開通占空比在1~0.62之間，電路可以使輸出電壓在10 ms內(nèi)穩(wěn)定在在590~610 V之間，輸出電壓波動在預定的±10 V范圍內(nèi)。達到了預期的設計目標，能滿足客車用電的需求。 4 結(jié)束語 文中設計的客車DC600 V供電電源的主電路，采用二極管不控整流電路和IGBT斬波降壓電路，濾波電感上的電流連續(xù)，并且設有有功率因數(shù)校正電路，功率因數(shù)大幅提高；通過調(diào)節(jié)導通占空比，使不同輸入電壓的情況下，電源裝置的輸出始終穩(wěn)定在600 V左右，波動值不超過±10 V.很好地解決了現(xiàn)有客車DC600 V電源存在的主要問題，能更好地提高對客車供電質(zhì)量。 |
