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來源：Digi-Key 作者：Bonnie Baker 在工業 4.0 或工業物聯網 (IIoT) 時代，本地化智能以及機器與計算機和互聯網的連接使得系統更加智能。之所以需要這種連接，原因之一是生產系統和子系統可以受到監測和控制，從而提高效率、可靠性和穩定性。這個時代與工業電機密切相關，自動化設施的大部分能源來自于工業電機，而電機故障可能會導致整個生產線關閉。 因此，有效控制電機至關重要，特別是速度和扭矩，二者對電機的動態范圍影響甚大。為了有效控制這兩個參數，需要高反饋精度。要達到這種精度，設計人員需要仔細選擇低壓側、高壓側或在線電流檢測，然后以最佳方式實現適當的電路。 本文會簡要討論這三種電流檢測方案，然后介紹在線電機電流傳感器中的理想放大器如何提供真實的電流相位信息。隨后會說明如何使用 Maxim Integrated 的具有脈沖寬度調制 (PWM) 抑制功能的雙向電流檢測放大器 (CSA)，以便配置三相電機系統來實現更有效的操作。 低壓側、高壓側抑或在線電流檢測？ 這三種檢測方案（低壓側、高壓側和在線）實現起來有很大差異（圖 1）。低壓側電機電流傳感器的設計使用檢測電阻和靠近接地的放大器（左下）。 
圖 1：用于電機速度和扭矩檢測的低壓側、高壓側和在線電路方案。（圖片來源：Analog Devices） 在這三種方案中，低壓側電流檢測電路是最直觀且最簡單，適合消費類應用，因為成本效益往往是此類應用的主要設計要求之一。 低壓側檢測電路的放大器靠近接地，依次捕捉每個分支的電流。電路在柵極驅動 FET 堆疊的底部具有低成本的通用運算放大器，并有一個檢測電阻 (RS)，其共模電壓接近接地（圖 2）。對于高達 100 A 的負載電流，小型檢測電阻 (RS) 通常是印刷電路板的印制線電阻。
圖 2：該交流電機低壓側電流檢測電路使用 CMOS 放大器，其共模電壓達到放大器的負電源電壓。（圖片來源：Bonnie Baker） 圖 2 中，負載電流表示通過一個交流電機的 FET 堆疊的傳導電流。此電路要求放大器的共模輸入范圍涵蓋接地。放大器電路放大 RS 兩端的電壓，提供關于負載電流大小 (IL) 的電壓讀數。該電壓被饋送到放大器的非反相輸入端，增益為 (1 + RF / RG)，或大約 50 V/V。 Analog Devices 的 AD8691 可以用作放大器。這是一款低成本的通用運算放大器，帶寬為 10 MHz。其 CMOS 輸入晶體管的典型輸入偏置電流為 0.2 pA，共模范圍為負供電電壓以下 -0.3 V。 放大器的輸出被饋送到模數轉換器 (ADC)。微控制器或其他處理器可以利用該數字化信號確定電機的狀態。 印刷電路板要求 低壓側電流檢測電路設計簡單，可能會產生誤導。使用印刷電路板來創建 RS，很容易由于無意中增加檢測電阻值而產生測量誤差。為了確保 RS 值準確，從 RS 的頂部或正極端子到非反相運算放大器的端子必須直接連接。此外，RS 的底部（負極）端子必須直接接地。印刷電路板的第二條設計要求確保檢測電阻的負極端子和放大器增益電阻 (RG) 的底部直接連接。 請注意，電流流經印刷電路板的地平面，從而在其上產生電壓差。正常情況下，這不是問題。在低壓側傳感器電路中，使用低 RS 電阻使得電路對印刷電路板上的接地電壓降極為敏感。 銅的電阻溫度系數約為 0.4%/°C，因此 Rs 值隨溫度變化很大。在溫度變化較大的系統中，印刷電路板電阻會造成與溫度相關的誤差，從而引起一定程度的不穩定性。為慎重起見，應避免使用長印制線，以盡量減少 RS 誤差。此外，低壓側傳感器設計中使用的檢測電阻會增加不必要的動態電壓降，導致電磁干擾 (EMI) 噪聲問題。 高壓側電流檢測 高壓側電機電流傳感器將電阻的動態交流電壓影響和 EMI 降至最低。然而，這種設計需要使用穩健的放大器來處理高電壓。 低壓側電流傳感器電路使用三個單通道運算放大器來檢測每個交流電機分支的電流。這種方法很容易受到印刷電路板寄生電阻引起的誤差和近地測量誤差（也稱為 RS 電壓接地誤差）的影響。 高壓側電流傳感器電路使用差分放大器，其共模電壓接近電源電壓。對比低壓側電流傳感器電路的一些局限性，這種配置不容易受到接地干擾的影響，并且能夠檢測負載短路（圖 3）。
圖 3：交流電機高壓側電流檢測電路使用具有兩個 PNP 輸入級的放大器，其共模電壓超出放大器的正負電源電壓。（圖片來源：Bonnie Baker） 運算放大器必須具有軌至軌輸入，并且在 RS 端子具有等于或大于 VSUPPLY 的較大共模電壓。這很有挑戰性，因為檢測放大器需要至少等于 VSUPPLY 的擴展電壓源。因此，在高壓側檢測配置中，放大器的輸入共模需要與供電電壓 VSUPPLY 一樣高。 對于這種應用，設計人員可以選擇 Analog Devices 的 ADA4099-1。這是一款單通道、穩健、精密、軌至軌輸入/輸出運算放大器，其輸入工作范圍為 V- 至 V+ 及更高。后一特性在規格書中被稱為“Over-The-Top”。 該器件的補償電壓小于 40 μV，輸入偏置電流 (IB) 小于 10 nA，采用 3.15 V 至 50 V 的單電源或分離式電源工作。ADA4099-1 每通道的靜態電流為 1.5 mA。 電阻器匹配 對于圖 3 中的高壓側電流檢測電路，外部電阻器（R1、R2、R3 和 R4）的精度直接決定測量精度。公式 1 用于計算圖 3 的差分增益：
公式 2 用于計算圖 3 的共模增益誤差：
公式 3 用于計算圖 3 的輸出電壓：
如果 R1 至 R4 為 1% 電阻器，則最壞情況下整體誤差的容差大于 5%。這 5% 的誤差意味著必須使用昂貴的、容差更小的電阻器。這種方法的主要缺點是精密電阻器要求導致的成本增加，R4/R3 和 R2/R1 的比值需滿足嚴格的容差，以克服較高共模電壓引起的誤差敏感性。 在線電流檢測 雖然其他解決方案也可行，但首選還是在線（或直接繞組）電機電流傳感器。這種方法提供真實的電流相位信息，從而能夠實現快速建立時間和更高的共模瞬態抑制。為了應對這些挑戰，用于在線測量的理想放大器是具有 PWM 抑制功能的雙向 CSA。這種放大器建立時間快，帶寬高，并能抑制共模瞬態。 為了實現高效電機運行，系統處理器具有所有三個電機相位在任何給定時間的電流數據（圖 4）。
圖 4：在用于電機控制的在線電流檢測中，處理器具有所有三個電機相位在任何時刻的電流數據。（圖片來源：Analog Devices） 圖 4 中，MCU 利用 Analog Devices 的 MAX40056 雙向 CSA 同時對所有三個電機分支進行采樣，因而保留了各分支激勵之間的相位關系。理想的在線放大器會放大每個電機分支的差分信號，同時抑制 PWM 的共模瞬態信號。強有力的 PWM 抑制有助于實現非常快的建立時間和更高的精度，設計人員能夠最大限度地減小 PWM 占空比，使其接近 0%。 MAX40056 是一款單電源、高精度的雙向 CSA，具有 -0.1 V 至 +65 V 的寬共模輸入范圍。輸入級提供保護，不受 -5 V 至 +70 V 的電壓尖峰和電感反沖影響。±5 μV（典型值）的輸入補償電壓和 0.05%（典型值）的增益誤差有助于確保系統誤差處于較低水平（圖 5）。
圖 5：MAX40056 CSA 的快速 PWM 抑制電路能夠抑制干擾，因此非常適合對感性負載（如電機繞組）進行同相電流監測。（圖片來源：Analog Devices） 圖 5 中，輸入級經過專門設計，可抑制電機控制應用中常見的快速 PWM 信號干擾。因此，MAX40056 非常適合對感性負載進行同相電流監測，例如由 PWM 信號驅動的電機繞組和螺線管。MAX40056 的工作溫度范圍為 -40°C 至 +125°C，供電電壓為 +2.7 V 至 +5.5 V。 MAX40056 能在 500 ns 內從 500 V/μs 及更快的 PWM 邊沿恢復。MAX40056 和競爭產品的基準測試數據顯示出在 PWM 共模抗擾度方面存在顯著差異（圖 6）。
圖 6：使用 50 V PWM 周期的 PWM 邊沿抑制的競爭對比表明，MAX40056 在 PWM 共模瞬態抗擾度方面具有明顯優勢。（圖片來源：Analog Devices） 圖 6 中，MAX40056 CSA 的模擬輸出出現一個較小激增，并在 500 ns 內恢復，而競爭器件需要大約 2 μs 才能恢復。CSA 的專利 PWM 抑制輸入技術能夠壓制瞬變，提供干凈的差分信號測量。 結語 工業 4.0 和工業物聯網均強調更高水平的生產效率和可靠性，這必須落實到各個電機上。要找到合適的電路設計來構建交流電機驅動系統以控制速度和扭矩，從而確保穩定性、可靠性和高能效，可能會很復雜。 如本文所述，使用理想放大器的在線電機電流傳感器方法可提供真實的電流相位信息。采用這種方法，并使用具有 PWM 抑制功能的 MAX40056 雙向 CSA，設計人員可以配置三相電機系統來精確測量三相交流電機系統的扭矩和速度，確保電機效率、可靠性和穩定性。 |
