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針對雙向DC／DC變換器存在的開關損耗高等問題，提出了一種新型的隔離型雙向軟開關DC／DC變換器。該變換器由對稱的拓撲結構組成。在電感和變壓器漏感的作用下，變換器中的開關元件能夠在較大的負載范圍內實現零電壓開關。同時在脈寬調制的控制下，二極管實現了零電流關斷。這些措施減小了開關損耗、電壓電流應力以及電磁干擾。分析了工作原理和開關過程，研制了一臺500W的試驗樣機并進行了試驗。試驗結果證明：在輕載和重載的條件下，所有的開關管都能夠零電壓導通，同時二極管能夠在電流為零(ZCS)的情況下自然關斷。 隨著功率變換技術的發展，人們對開關電源的性能、重量、體積、效率和可靠性提出了更高的要求，而開關電源的高頻化則是使其滿足上述要求的一個重要手段，特別是其有助于減小電感、變壓器等磁性元件的體積，并改善開關電源的電磁兼容性，因此成為開關電源技術發展的一個重要趨勢。但開關元件的開關損耗限制了工作頻率的進一步提高，成為制約開關電源高頻化的主要因素，所以，開關電源的軟開關技術一直是電力電子技術的一個重要研究方向。而雙向DC／DC變換器是近年來功率變換的又一個研究熱點，它可廣泛地應用于電動汽車、分布式發電系統、智能充放電機等方面，具有廣闊的應用前景。雙向DC／DC變換器不僅可以充當兩個不同電壓等級電氣系統之間的聯系橋梁，還能夠進行能量調節和管理。由于雙向DC／DC變換器具有能量雙向流動的特點，因此與單向DC／DC變換器相比，它的拓撲結構有所不同：通常，雙向DC／DC變換器的變壓器原副邊兩側都采用全控元件，元件較多，因而實現軟開關的難度更大。 本文將Buc-k／Boost電路與半橋電路相結合，提出了一種對稱結構的隔離型雙向軟開關DC／DC變換器。 1 原理簡介 1．1 能量雙向流動的原理 新型隔離型雙向軟開關DC／DC變換器的電路結構如圖1所示，變壓器兩側均采用“半橋”結構，同一橋臂的上下兩個功率開關器件S1和S2、S3和S4分別互補導通。當能量由V1側流向V2側時，稱為正向工作模式，此時由S1、S2組成超前橋臂，S3、S4組成滯后橋臂，即S1的觸發脈沖超前于S3的觸發脈沖一定角度(移相角)；反之，當能量由V2側流向V1側時，稱為反向工作模式，相應地，S3、S4組成超前橋臂，S1、S2組成滯后橋臂。以正向工作模式為例，介紹能量的流動過程如下。 為簡化分析，先假定下列條件： 1)所有的開關元件都是理想的； 2)電路工作在穩態； 3)所有的儲能元件都是無損的。 從變壓器的原邊觀察，電路類似于Boost電路，通過對S2導通時間(占空比)的調節，可以在a點獲得不同的電壓。同時利用S1和S2的輪流導通，在變壓器原邊得到正負交替的電壓。而對于變壓器副邊，利用S3和S4的反并聯二極管進行整流，把變壓器上的脈沖交流電壓整流成直流，并對電容C3、C4充電。在電容C3、C4足夠大的情況下，電容上的電壓可以認為不變。此時，副邊電路的原理與Buck電路類似。 能量流動的具體過程如下。 S2關斷后，變壓器原邊電路類似于Boost電路的放電狀態。電感L1通過Ds1對C1充電，此時S1可以實現零電壓導通。隨著變壓器原邊電流逐漸上升，充電電流減小。當電流減小至零并改變方向時，S1導通，輸入電流iL1流經漏感Lσ1、原邊線圈對C2充電，同時C1通過S1、Lσ1、原邊線圈構成的回路放電。此時，變壓器原邊電壓的極性為上正下負，同時原邊電流ip從同名端流入，電壓與電流為“關聯方向”，因而由V1輸出的能量傳遞到變壓器中。相應地，此時變壓器副邊反并聯二極管DS3處于導通狀態，副邊電流is一部分流經L2、負載(V2側)使C4放電，另一部分通過Ds3對C3充電。變壓器副邊電壓極性為上正下負，is從同名端流出，電壓、電流為“反關聯方向”，因此能量由變壓器傳遞到V2側。 當原邊S2導通時，由V1、L1、S2組成的回路對L1充電，iL1緩慢上升，同時C2通過變壓器原邊線圈、Lσ1、S2組成的回路放電。變壓器原邊電壓極性為上負下正，且ip從同名端流出。此時副邊Ds4導通，is流經Ds4、副邊線圈對C4充電，同時電感L2通過負載、Ds4放電。變壓器副邊電壓極性為上負下正，is從同名端流入，在此期間V1側輸出能量，V2側輸入能量。 由于拓撲結構在變壓器兩側完全對稱，因此變換器工作在反向模式時，工作原理以及能量的流動過程與上述過程類似。 1．2 軟開關的實現 正向工作模式下，一個完整的開關周期中的主要原理波形如圖2所示。在開關元件并聯結電容與并聯電容的作用下，即將關斷的開關元件上的電壓不能發生突變，因此開關元件可以認為在零電壓的情況下關斷。由于同一橋臂上下兩個脈沖之間的間隔很小，利用電感和結電容的諧振，使即將導通的開關元件的結電容放電，當結電容兩端的電壓為零時，反并聯二極管承受正向電壓而導通，從而為開關元件的零電壓導通創造了條件。與移相全橋電路相比，由于變壓器副邊不存在占空比丟失，副邊電感L2參與諧振，因此滯后橋臂也可以在較大負載范圍內實現零電壓導通。與上述開關過程類似，變壓器副邊的S3和S4也是利用各自的反并聯二極管的導通實現零電壓開通，S3和S4的開通主要是為減小反并聯二極管Ds3和Ds4反向恢復引起的損耗以及電磁干擾。以S3為例：反并聯二極管Ds3導通后，S3可以在零電壓的條件下開通，更為重要的是Ds3中的電流會逐漸減少至零，電流轉移到S3中，Ds3實現軟關斷(ZCS)，從而減少了Ds3關斷過程中反向恢復帶來的影響。由于這種拓撲結構的DC／DC變換器在變壓器兩側完全對稱，因此能量雙向流動時的軟開關條件相同。本文中的實驗結果是在負載為電阻的情況下得到的。如果負載為蓄電池等電源，仿真結果證明軟開關特性保持不變。 2 開關過程分析 以正向工作模式為例，一個完整的開關周期可分為12個開關過程，如圖3所示，to時刻前S1和S2導通。 過程1(to～t1)：to時刻，S1關斷。由于電容Cs1的作用，S1在零電壓(ZVS)下關斷。在變壓器漏感Lσ1的作用下，變壓器原邊電流ip繼續按原方向流動，給Cs1充電，同時Cs2放電。 過程2(t1～t2)：t1時刻，S3關斷，由于Cs3的作用S3ZVS關斷。此時Cs3充電，Cs4放電。 過程3(t2～t3)：t2時刻，Cs2兩端的電壓降為零，Ds2正偏導通，為S2的導通創造了ZVS條件。此時，流經電感L1的電流iL1增長而ip逐漸下降，但ip仍然大于iL1變壓器副邊電壓極性保持不變，為維持整個回路的電壓和為零，Lσ1上承受的電壓是變壓器原邊電壓與C2上的電壓之和。 過程4(t3～t4)：t3時刻，Cs4兩端的電壓降至零，Ds4導通，此時S4可在ZVS條件下導通。此時，變壓器副邊電壓極性改變，電感電流iL2開始下降。 過程5(t4～t5)：t4時刻，電感電流iL1大于變壓器原邊電流ip，S2ZVS導通，Ds2零電流(ZCS)關斷。當ip(或iL2)降至零時，電流方向改變。 過程6(t5～t6)：t5時刻，iL2大于變壓器副邊電流is，S4ZVS導通，Ds4ZCS關斷。 過程7(t6～t7)：t6時刻，S2在Cs2的作用下ZVS關斷，Cs2開始充電而Cs1放電。 過程8(t7～t8)：t7時刻，S4ZVS關斷。Cs4充電，Cs3放電。 過程9(t8～t9)：t8時刻，Cs1兩端的電壓降為零，Ds1導通，為S1的ZVS導通創造條件。此階段iL1下降而iu上升。 過程1O(t9～t10)：t9時刻，Cs3兩端電壓降為零，Ds3導通，此時S3可以實現ZVS開通。變壓器副邊電壓極性再次發生改變，且iL2開始增長。當iL2(或ip)增至零時，電流再次改變方向。 過程l1(t10～t11)：t10時刻，變壓器原邊電流ip大于電感電流iL1,S1ZVS開通，DslZCS關斷。 過程12(t11～t12)：t11時刻，副邊電流is小于電感電流iL2,S3ZVS開通同時Ds3ZCS關斷。一個完整的開關周期結束。 需要特別指出的是：當變換器的負載比較大或輸出的電感電流紋波較小時，Ds4導通時間較長，因而S4通常不需要觸發。如果選用合適電感L2，Ds4同樣可以在零電流的情況下自然關斷，這樣可以減小反向恢復電流帶來的損耗和電磁干擾。 電路處于反向工作模式時，其開關過程與正向工作模式類似。 3 試驗結果 為進行實驗研究，研制了一臺雙向DC／DC軟開關變換器。試驗樣機的各項參數如下。 圖3、4分別顯示了在不同負載下，各開關元件的門極驅動信號和相應的C、E兩端電壓以及變壓器副邊的電壓波形。通過對波形進行分析，不難發現：在門極驅動信號Vge變正前，開關元件C、E之間電壓Vce已經降為零，表明了在不同的負載條件下S1、S2、S3能夠實現零電壓開通。這主要是因為反并聯二極管的預先導通，使即將觸發導通的開關元件在得到在門極驅動信號之前，C、E兩端電壓已經降為零，因此實現了零電壓導通。ZVS導通不僅減小了元件的開關損耗，提高了變換器的效率，并且降低了元件承受的電磁應力，保證了開關元件的安全運行，而且還減少了電磁干擾，有利于提高變換器的電磁兼容性。 4 結 論 本文提出了一種結構對稱的隔離型雙向DC／DC變換器拓撲。該變換器的所有開關元件和二極管都能夠實現軟開關，降低了開關損耗和電壓、電流應力以及電磁噪聲。試驗結果表明，該變換器具有以下特點： 1)在沒有增加任何附加元件的前提下，所有的開關管都能夠零電壓導通，克服了傳統的移相全橋等電路中的滯后橋臂軟開關范圍受負載大小制約的限制，實現了較大范圍的ZVS開關。 2)解決了Boost電路中二極管的反向恢復問題，保證了二極管在電流為零(ZCS)的情況下自然關斷。 |
