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研究了超級電容快速充電方法，分析了恒功率快速充電的原理，并通過比較恒電流和恒功率兩種方法，證明了恒功率充電更有利于實現快速充電。根據恒功率充電原理，制作了快速充電樣機。實驗表明該樣機電路穩定，能夠實現快速充電要求，具有良好的實用前景。 傳統蓄電池電源系統的電池記憶效應差、容量下降及充電時間過長是長久以來一直存在的問題，而這些問題可使用超級電容來解決。超級電容是一種極大程度上模擬了電容的電壓特性曲線且具有非常高的容值的新型能源器件，目前已有萬法拉級的超級電容單體。超級電容無充放電記憶效應，允許上百萬次充放電而不會有任何容量上的損失。此外，超級電容具有極低的等效串聯電阻（ESR），這一特性使得超級電容可以大電流充放電，其額度遠超過當前最好的電池。低ESR和幾乎沒有電流限制的特性使得超級電容對充電系統表現出“假短路”，這給系統集成帶來了挑戰。為了解決這個問題，需要針對超級電容的特性尋找新的充電方式。與電池不同，超級電容可以同樣的額度充電和放電，對能量回收系統(如傳動系統的動態剎車)非常有用。 1 系統設計理論分析 由于RC時間常數太大，線性穩壓器對超級電容充電效率極低。由于超級電容具有較低的等效串聯電感，使得開關模式充電電路的運行穩定。由于超級電容可以承受大電流的特性，恒流充電或者恒功率充電是較好的充電方式。 1.1 超級電容充電模型 參考文獻比較了不同應用場合下的不同的超級電容模型。由于本系統是設計超級電容充電機，因此需要采用超級電容的充電模型。它由阻性部分等效電阻ESR和容性部分電容C串聯而成，表征了超級電容的充放電特性。 超級電容的電壓時間特性曲線由容性和阻性兩部分組成。容性部分代表了超級電容能量改變導致的電壓改變；阻性部分代表了超級電容ESR導致的電壓改變。 容性部分由下列方程式決定： 所以充電或者放電時的總電壓改變量為： 超級電容最重要的參數是ESR和電容值的大小(可以從產品手冊上獲知)。式(1)為超級電容充電的理論模型。 1.2 恒流充電與恒功率充電 超級電容特性決定了恒流充電和恒功率充電是兩種較好的充電方式。采用DC-DC變換器可以實現這兩種充電方式。使用BUCK或者BOOST電路來對超級電容充電，在連續輸出電流時，BUCK電路是首選。但是對于充電時間敏感的充電機來說，恒流充電并不是最優選擇，恒功率充電在充電時間上更有優勢。比如，對一個100 F、50 V的超級電容模組使用50 V、20 A的電源進行充電，在恒流充電模式下，最大充電電流為20 A；而在恒功率充電模式下，充電功率可達1 000 W，其中最大充電電流限制為50 A。如圖1所示，恒流充電至50 V時所需時間為250 s，而恒功率充電至50 V所需時間約為145 s。這表明恒功率在充電時間上比恒流充電更具優勢。 1.3 恒功率充電實現原理 恒功率的基本原理是保持電壓和電流的乘積不變。本設計采用雙管正激變換器拓撲，使用峰值電流控制的方法進行恒功率設計。雙管正激電路是隔離型降壓電路，設輸入電壓為Vin，輸出電壓為Vout，變壓器變比為1:n，占空比為D，則輸出電壓和輸入電壓的關系如下： Vout=Vin×D×n 電路設計好后，Vin和變比n不變，可通過調節占空比來調節輸出電壓。如圖2所示曲線1對應的充電電流大于曲線2對應的充電電流。R、S對應的波形是RS觸發器復位和置位端波形。根據峰值電流控制原理，每個開關周期之初，時鐘脈沖置位RS觸發器，使開關管導通，電感電流逐漸增加，當檢測到電流信號is大于指令電流ic時，電流比較器翻轉并復位RS觸發器，這時開關管被關掉，變壓器停止傳輸功率，扼流圈電流由續流二極管續流。通過峰值電流控制，當電流增大時，PWM占空比減小，根據輸出電壓的計算式可知輸出電壓也減小，從而使得輸出電壓和輸出電流乘積(即輸出功率)保持不變，這就是恒功率充電的基本原理。 2 硬件系統設計 本設計擬對Maxwell公司的產品BMOD0165(額定電壓為48 V，額定容值為165 F)超級電容模組進行充電，系統結構如圖3所示。硬件系統由單相整流電路、雙管正激變換器、電流電壓檢測反饋電路及保護電路等部分組成。系統首先將單相220 V交流電經過整流濾波后得到直流電壓，然后通過雙管正激變換器實現降壓，并在電氣上實現輸入輸出的隔離。引入電流反饋環節，通過峰值電流控制實現恒功率充電。 2.1 雙管正激電路 雙管正激電路是一種可靠的DC-DC電路，廣泛使用于低壓大電流場合中，雙管正激拓撲如圖4所示。如果電路工作在CCM方式，假定MOS開關管Q1、Q2漏源電容電壓為零，則漏源電壓就能瞬時變化。如圖5所示，Vgs1、Vgs2是MOS管柵源驅動信號，兩者時序相同，即Q1、Q2同時開通、同時關斷。 t0"t1：t0時刻，Q1、Q2同時開通，變壓器T1原邊電壓為直流母線電壓Vdcin，設變比為1：n，則副邊電壓為Vdcin×n，電壓極性不變。輸出電流線性增大，經過副邊整流管D3、扼流圈后進入超級電容。扼流圈存儲能量，此時，開關管電流is1、is2由副邊反射電流和勵磁電流組成，且線性增大。 t1"t2：Q1、Q2同時關斷，變壓器T1原邊電流經過原邊續流二極管D1、D2進入母線，變壓器磁芯復位，此時變壓器主側電壓為-Vdcin，則副邊電壓為-Vdcin×n，電壓極性不變。Q1、Q2開關管漏源兩端電壓Vds1、Vds2為Vdcin。此時，副邊整流管D3截止，扼流圈電流通過續流管D4續流，輸出電流線性減小，進入超級電容。扼流圈釋放能量，此時，開關管電流is1、is2減小到0。 t2"t3：t2時刻，原邊續流管關斷，續流結束，變壓器磁芯復位，變壓器T1原邊電壓為零。此時，Q1、Q2漏源兩端電壓Vds1、Vds2為Vdcin/2。副邊續流仍繼續，t3時刻續流副邊續流結束，下一個驅動高電平到來，開關管Q1、Q2開通。進入下一個開關周期。 2.2 電流電壓雙閉環控制回路 本設計中采用雙閉環的結構實現充電電流和充電電壓的控制，使用ST公司的UC3844A控制芯片。UC3844A是一款高性能電流型PWM控制器，其內部結構如圖6所示；內部有一個誤差放大器和電流放大器可以方便地組建電流電壓雙閉環，在實際使用中，為了具有更快的響應速度，可略去誤差放大器，使用電壓調整器TL431和光耦PC817構成電壓反饋。電流環通過使用LEM公司的電流傳感器LAH 25-NP來組建。 雙閉環電路原理圖如圖7所示，Vs是來自LEM霍爾電流傳感器LAH 25-NP輸出的電壓測量信號，通過一階濾波環節后進入電流反饋端，即圖中電流比較器的負端。VO 48 V來自功率部分的輸出，由于TL431最大只能穩壓到36 V，故需要對經典TL431穩壓電路進行部分修改，以滿足48 V穩壓要求。在TL431的3腳(即K極)引入24 V穩壓管D4_Z1，TL431的端電壓約為24 V，從而可在安全工作區內正常穩壓工作。PC817實現電氣上的隔離，并通過輸出電壓Vce穩壓。當超級電容電壓接近48 V時，PC817輸出電流Ic增大，則Vce減小，同時進入UC3844補償端1腳的信號減小，相應輸出PWM占空比也減小；當超級電容電壓超過48 V時，UC3844補償端1腳拉低，PWM關斷，起到過壓保護的作用。 3 整機調試 實驗設計了最大功率為1 kW的超級電容充電樣機，實驗測試表明，對BMOD0165(額定48 V、165 F)超級電容模組充電時間約為5 min。圖8為電路中的關鍵工作波形，其電壓為30 V、充電電流約為10 A的充電波形。從上至下依次是Vds、Vpri、PWM信號和開關管峰值電流波形。由于緩沖電路的作用，使得波形干凈無雜波，基本沒有電壓尖峰。Vpri負電壓有一定變形，但是不影響電路性能。 本文研究了超級電容的充放電特性，分析了快速充電的方法，設計并實現了快速充電樣機，試驗表明充電時間短，達到了應用要求。 |
