|
對符號定時恢復環路、載波恢復環路算法進行了分析和仿真，提出了寬帶多速率解調器的總體結構和同步的硬件實現方案.根據QPSK信號的特點，對載波同步算法進行了簡化.對實現的解調器樣機進行了性能測試和分析．測試結果表明,該解調器可以工作在2-45 MS／s符號速率下，當符號速率小于10 MS／s時，中頻環路的誤碼性能指標與理論值之差小于1 dB；當符號速率大于10MS/s時，中頻環路的誤碼性能指標與理論值之差小于1．6dB． 解調器作為數字接收機中的關鍵部分，對通信系統的整體性能有著重要的影響．隨著多媒體業務的發展，對無線通信寬帶傳輸的需求越來越大，而無線信道環境是時變的，為了適應在不同的信道條件下傳輸不同的業務，作者研究了寬帶多速率QPSK解調器中的關鍵算法，給出了基于SPW的性能仿真結果．在此基礎上,研究了寬帶多速率解調器的FPGA實現方案，并對研制的樣機進行了性能測試． 1 寬帶多速率解調器算法設計 1．1符號定時恢復環路 傳統的符號定時恢復環路采用模擬器件(如VCO)控制A／D采樣時鐘實現同步采樣．在寬帶多速率條件下，改變采樣時鐘將帶來相位抖動，從而影響接收機的性能．因此，異步采樣的符號定時恢復結構逐漸得到了廣泛應用．圖1為異步采樣的符號定時恢復原理框圖. 插值器的任務是根據幾個連續輸入的采樣點x(mTs)，計算出插值點y(kTi)的值，并且完成采樣率轉換．常用的插值器包括線性內插器、分段拋物線內插器和立方拉格朗日內插器. 在采樣率相對較低的情況下，立方拉格朗日內插器在性能和復雜度上可以達到良好的折衷． 定時控制器用于產生插值器的基點，并且計算小數間隔μk，它可以由累減的NCO和小數間隔μk產生單元實現. 定時誤差檢測器采用Gardner算法.由于該算法每個符號只需2個采樣點，并且符號定時誤差的提取與載波恢復無關，因此已經被廣泛應用于數字解調器的設計中． 1．2 載波恢復環路 圖2為基于解旋轉的載波恢復環路的原理框圖．相位誤差檢測器采用基于最大后驗概率的相位誤差檢測算法。其算法表達式為 式中I和Q為兩支路信號的硬判決．該算法為判決反饋型,因此可以在較高信噪比下獲得好的檢測性能. 1．3 基于SPW的同步環路性能仿真 用SPW軟件對系統進行建模．A／D采樣率設為96 MHz，對于2和8MS／s符號速率的采樣信號分別進行12倍和4倍的CIC抽取，對于32和45MS/s符號速率則旁路CIC濾波器．圖3為用SPW仿真得到的2～45 MS/s符號速率QPSK信號的誤比特率(PBER)與Eb／No關系曲線．仿真結果表明，在低速率條件下，采用上述算法，Eb／No的損失小于0．5 dB；在高速率條件下，Eb／No的損失為1．0dB. 2 寬帶多速率解調器的實現 設計的寬帶多速率解調器框圖如圖4所示，本振和A／D采樣的時鐘信號都不受反饋環路的控制，符號定時恢復和載波恢復由FPGA全數字實現.圖中略去了自動增益控制(AGC)環路、鎖定檢測、數字時鐘管理等模塊，這些模塊在設計中均已經實現．設計使用的芯片為xilinx公司生產的VirtexⅡXC2V1000-5 FPGA． 2．1 多速率調整單元的實現 由于要求設計的寬帶多速率解調器需要在2～45 MS／s符號速率可變的QPSK信號下正常工作，因此模擬I-Q解調器后的模擬低通濾波器需要按照最大符號速率時所占用的30 Mtz帶寬設計.對于較低符號速率，由于模擬部分無法濾除寬帶噪聲，需要在FPGA中設計數字低通濾波器．另一方面，由于采用了固定時鐘異步采樣的符號定時恢復結構，在低符號速率條件下，需要對采樣數據進行抽取，減少數據處理量，從而降低FPGA芯片功耗.因此，設計中在A／D采樣后進行了CIC抽取，濾除寬帶噪聲，并且調整采樣率.圖5為速率調整單元示意圖．其中，CIC濾波器實現整數倍抽取，抽取倍數L與符號速率和采樣速率之比有關，插值器實現小數倍抽取.這種CIC濾波器與插值器相結合的結構，使得只要對基帶信號的采樣率滿足采樣定理，設計的解調器在理論上都可以采用統一的結構實現，需要改變的僅僅是CIC抽取倍數以及定時控制器的參數． 2．2 符號定時恢復電路的實現 插值器是變系數的FIR濾波器，其系數可以由兩種方法產生：一種是在線計算方法；另一種是將系數存儲在ROM里，然后由量化的小數間隔μk進行查表．前者通常選擇多項式插值器，因為這類插值器可以由Farrow結構實現．但是由于Farrow結構的延遲可能造成反饋環路不穩定，因此作者選擇基于ROM的結構.圖6為基于ROM的立方拉格朗日插值器的實現結構. 所需ROM的容量由小數間隔μk的精度和FIR系數的精度共同決定．SPW定點仿真表明，μk取5 bit已經可以滿足應用要求.FIR系數取13 bit因此，需要的總ROM容量為1 664 bit，它可以方便地用VirtexⅡFPGA中嵌入的硬核BlockRAM實現． 定時控制器的結構見文獻。 2．3 載波恢復電路的實現 載波恢復電路可根據圖2給出的結構實現.其中的相位誤差檢測器可作如下簡化. 與圖2中的結構相比，式(2)節省了兩個乘法器，其結構如圖7所示． 高速解調器的基帶信號處理子模塊均用Verilog硬件描述語言實現.表1為在Xilinx公司的VirtexⅡxC2V1000-5 FPGA芯片中實現上述模塊的資源占用情況． 3 性能測試結果 對寬帶多速率解調器進行了中頻環路的誤碼率性能測試，測試平臺如圖8所示. 矢量信號發生器選用Agilent公司的E4438C,其最高符號速率可達50 MS/s；噪聲發生器為Noise／Com公司的NC6110；信號功率和噪聲功率通過Agilent公司的頻譜分析儀8561E測量，然后將測得的SNR轉換為相應的Eb／No． 圖9為寬帶多速率解調器工作時，利用xilinx公司的ChipSeope軟件，通過JTAG口讀出的數據其中，圖9a為A／D采樣后進入FPGA的基帶信號星座圖；圖9b為解調器完成符號定時恢復和載波恢復后輸出的信號星座圖；圖9c為小數間隔μk隨時間的變化；圖9d為環路濾波器輸出的誤差信號．由于采樣速率與符號速率為整數倍關系，因此小數間隔μk具有周期性，在幾個固定值之間變化.實際應用中，A／D的采樣速率與符號速率可能是無理數倍關系,這時小數間隔μk的取值將不再具有周期性． 誤碼率測試結果如圖10所示.測試結果表明，作者設計實現的寬帶多速率解調器可對高達45 MS／s符號速率的QPSK信號進行解調.與理論值相比，在誤比特率相同的條件下，在符號速率2～10 MS／s范圍內，Eh／No相差小于1．0 dB，在45 MS/s時相差小于1．6 dB． 解調器在45MS／s時性能損失的原因在于A／D的采樣率小于100 MHz,因此對于45 MS／s的QP-SK信號，每個符號的采樣點數小于2．3，因此帶來插值定時恢復結構性能的惡化，引起誤碼率上升提高A／D的采樣速率或設計低采樣率下性能更好的插值濾波器，將會進一步提高解調器在高符號速率下的性能． |
