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隨著社會的發展,信息的存儲量越來越大,光盤信息存儲技術也在不斷飛速發展,因而對母盤制造精度提出了更高的要求｡ 目前,光盤國家工程研究中心利用高速數字信號處理器(DSP),采用數字閉環控制原理和傳統伺服電機驅動方式,實現了高精度工作臺的連續大行程運動｡ 其微位移定位精度為50nm,宏位移定位精度優于150nm,可以滿足母盤刻錄直線進給工作臺的連續變速和50nm控制精度的要求｡ 在此基礎上,本文研究并設計了工作臺的模擬驅動環節,以提高控制系統低速響應的穩定性和快速性｡ 1 系統總體結構 母盤刻錄系統直線進給工作臺的底座固定在隔振大理石臺上,底座上安裝了帶高精度滾珠的V型槽作為運動導軌｡工作臺經蝸輪蝸桿和小螺距精密絲杠兩級減速,通過直流伺服電機進行驅動｡ 母盤刻錄系統采用恒線速刻錄方式,聚焦光斑相對于母盤的理想運動是沿著以母盤圓心為中心的等線距阿基米德螺旋線以恒定線速度由內向外運動的,該運動由母盤的高速轉動和刻錄光學頭的徑向直線進給合成得到｡ 該精密工作臺用于母盤刻錄的正常工作速度約為30μm/s,采用上述大減速比的機械傳動系統不可避免地存在傳動誤差｡因此要實現精密定位,必須采用全閉環控制系統,直接檢測工作臺位置并針對位置誤差進行伺服控制｡工作臺的控制系統總體結構如圖1所示｡ 2 模擬驅動環節的建模 2.1 直流電機模型 工作臺驅動電機采用上海電機廠生產的直流力矩測速電機組45L-CZ001｡ 若忽略電樞電感和粘性阻尼系數,則以電樞電壓Ua(s)為輸入､轉速Ω(s)為輸出的直流電機的傳遞函數為: F(s)=Ω(s)/Ua(s)=(1/Ke)/[(Tms+1)(Tes+1)]≈(1/Ke)/Tms+1 其中,Ke為電動機反電動勢系數,其單位為V%26;#183;s;Tm為電機的機械時間常數;Te為電機的電氣時間常數,其值很小可忽略,因此直流電機可以被簡化為一階系統｡ 圖5 實際PI校正環節 電機機械時間常數的測定可以通過給電機加一個7V階躍電壓,然后用示波器測定響應到達穩定值0.632時所用的時間而近似得到,如圖2所示｡得機械時間常數Tm=0.06s｡ 開環情況下,輸入電壓經過線性功放后直接驅動電機,用轉速表HT-331測量對應轉速,可以得到放大倍數｡測得的數據列于表1中｡ 表1 測得的數據表 電壓/V 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 轉速/rpm 0 70 302 520 750 電壓/V 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 轉速/rpm 993 1195 1448 1686 1930 數據經過直線擬合后,得到放大倍數為463.25｡ 電氣時間常數很小,近似取Te=0.0012,可以得到經過功放后的直流電機模型的傳遞函數為: F(s)=Ω(s)/Ua(s)=463.25/[(0.06s+)(0.0012s+1)] 2.2 驅動電路設計 為了提高系統在低速時響應的快速性､穩定性和帶負載能力,要對模擬驅動電路進行設計,由測速機引入速度負反饋,電壓差值經過PI校正環節和線性功率放大器放大后驅動直流伺服電機運動｡驅動環節方案如圖3所示｡ PI校正環節的設計對驅動環節的性能有重要的影響,原理圖如圖4所示｡其傳遞函數為: V0/Vin=Ki(1/T0is+1)(Tjs+1/Tis) 其中,Ki=Ri/R0為校正器的比例放大系數,τi=RiCi為校正器時間常數,T0i=R0C0i/4為濾波時間常數,一般取值較小,用于過濾高頻噪聲干擾｡為了能夠將速度環設計成典型二階環節,必須保證校正器零點的選擇能夠消掉調節時間大的時間常數,即τi=Tm｡若取濾波時間常數T0i=0.25ms,R0=100kΩ,則濾波電容C0i=0.01μF｡取比例放大倍數為Ki=3,得Ri=KiR0=300kΩ,于是得Ci=0.2μF｡ 為了保證PI校正環節在達到穩態時放大器不致因開環而飽和,故在PI反饋線路上并聯一個反饋大電阻R1=1MΩ｡此外,為了便于調節,將PI校正器增加比例系數功能,但又為防止調整時對時間常數產生太大影響,于是要保證Ri>>R1,取R1=10kΩ,R2=1kΩ｡實際采用的電路圖如圖5所示｡ 下面測定測速反饋系數,數據列于表2中｡ 表2 測速反饋系數表 轉速/rpm 0 70 302 520 750 電壓/V 0 0.96 5.75 11.0 16.0 轉速/rpm 993 1195 1448 1686 1930 電壓/V 21.1 26.5 31.5 36.8 41.8 將數據進行直線擬合后得到反饋系數為: H(s)=0.022 忽略PI校正環節濾波時間常數T0i,最終可得到速度｡環開環傳遞函數為: G(s)H(s)=3(0.06s+/0.06s)(463.25%26;#215;0.022)/(0.06s+1)(0.0012s+1) =509.6/[(s0.0012s+1)] 3 驅動電路仿真 選用的仿真環境是Matlab6.1及其下的Simulink工具箱｡ 3.1 速度環開環伯德圖 速度環開環傳遞函數為: G(s)H(s)=509.6/[(s0.0012s+1)] 用Matlab6.1繪制伯德圖,得到圖6｡ 剪切頻率:416Hz 相角裕量:65度 系統有充分的相角裕量,可知系統穩定｡ 3.2 速度環閉環階躍響應仿真 用Matlab6.1下的Simulink工具箱搭建速度環閉環系統結構圖,如圖7所示｡加以0.2V的階躍信號,取反饋系數為0.022,仿真結果如圖8所示｡ 從響應曲線圖上可以看出,系統階躍響應的上升時間為5ms,超調量為6%,轉速穩定值為10rpm/s,系統性能良好｡ 4 實驗數據處理與分析 經過理論建模和程序仿真后,設計及調試用于精密伺服工作臺的模擬驅動環節,并進行時域分析,比較實驗結果｡ 4.1 不加模擬驅動環節 首先不加模擬驅動環節,用DSP數字控制器的輸出信號(經過線性功放)直接驅動直流力矩電機運動｡ 4.1.1 DSP開環實驗 在DSP數字控制器開環情況下加一個輸入電壓,測試所加電壓和工作臺速度的關系,工作臺速度由采集的直線位置光柵信號經過VC++程序處理得到｡所得數據列于表3中｡ 表3 輸入電壓與工作臺速度關系表 電壓/V 1.0 1.1 1.2 1.3 1.4 速度/μms-1 0 0~5 5~10 10~15 15~20 由表中數據可見,DSP開環的速度穩定性差,死區電壓為1.1V,系統靈敏度有待提高｡ 4.1.2 DSP閉環實驗 DSP數字控制器閉環時,指定工作臺以20μm/s的低速運動｡圖9中,(a)為速度響應曲線,(b)為位移響應曲線,(c)為位移響應曲線局部放大圖｡ 由圖9(a)和圖9(c)可以看出系統有近40ms的延遲時間,其中20ms為死區時間(系統無響應)｡系統產生延遲主要有下面兩個原因:機械傳動系統存在齒隙､回程等誤差;電機機械響應存在延遲｡ 由圖9可以得到不加模擬驅動環節時系統階躍輸入的時域響應指標如下: 延遲時間:40ms 上升時間:60ms 峰值時間:100ms 超調量:25% 穩態誤差:15% 可見,在不加模擬驅動環節､直接用DSP閉環控制時,精密工作臺的低速響應已經達到了一定的快速性和穩定性｡但是用于母盤刻錄時,工作臺的穩定性則需進一步提高｡ 4.2 加模擬驅動環節 在工作臺控制系統中采用帶有速度環､  I校正和線性功放的模擬驅動環節驅動電機運動,進行DSP數字控制器開環及閉環實驗｡ 4.2.1 DSP開環實驗 使用模擬驅動環節后,實驗測得在DSP數字控制器開環時,系統在0.2V電壓下已經能夠產生較連續的響應了,如圖10所示｡可見系統靈敏性有所提高｡ 4.2.2 DSP閉環實驗 加上該模擬驅動環節后,對系統進行DSP數字控制器的閉環實驗,仍然指定工作臺以20μm/s的低速運動｡圖11中,(a)為速度響應曲線,(b)為位移響應曲線,(c)為位移響應曲線局部放大圖｡ 由圖11(a)和圖11(c)可知,系統的延遲時間為20ms,其中10ms為死區時間｡可見加上該模擬驅動環節后系統的延時減少｡ 由圖11可以得到加模擬驅動環節后的系統階躍輸入的時域響應指標如下: 延遲時間:20ms 上升時間:30ms 峰值時間:60ms 超調量:7.5% 穩態誤差:7.5% 圖11 加驅動環工作臺閉環階躍響應 比較實驗結果可以看出,加模擬驅動環節后,精密工作臺系統的靈敏度大幅提高,且系統的低速穩定性能提高一倍｡但速度曲線仍存在波動,這主要有兩方面的原因:一是機械傳動系統精度影響了工作臺的穩速精度;二是工作臺位移檢測光柵分辨率有限,直接影響了采樣點之間位移增量的測量精度｡ 母盤刻錄機的進給工作臺除要求有高的定位精度外,還要求能連續運動,并且在低速(約30μm/s)下具有良好的速度穩定性,穩態誤差小于10%｡速度越低,伺服工作臺運動的條件就越惡劣,對伺服控制系統的要求就越高,保證速度穩定性的難度就越大｡由實驗結果和分析可以看出,在DSP數字控制系統中采用模擬驅動環節后,工作臺的低速響應性能有明顯的提高,不但提高了響應的快速性,而且穩態誤差也減小,速度變化范圍在7.5%之內｡伺服驅動性能的提高有利于保證母盤刻錄的精度｡ |
