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一、功率放大器基本電路特點 互補對稱式OTL功率放大器基本電路如圖①所示。其中：C1為信號輸入偶合元件，須注意極性應于實際電路中的電位狀況保持一致。R1和R2組成BG1的偏置電路，給BG1提供靜態工作點，同時也在整個電路中起到直流負反饋作用。要求通過R1的電流大于BG1的基極電流至少5倍，按照β為100、Ic1為2mA計算，R1應不大于6k，故給定為5.1k；C1因此也相應給定為22μ，它對20Hz信號的阻抗為362Ω；R2需根據電源采用的具體電壓確定，約為R1（E/2-0.6）/0.6，按照32V電壓值應取為約120K，確切值通過實際調試使BG1集電極電壓為15.4V來得到。 C2與R3構成自舉電路，要求R3C2＞1/10、（R3＋R4）Ic1＝E/2－1.2，因R4是BG1的交流負載電阻，應盡可能取大一點，R3一般取在1k之內。按照32V電源電壓值和Ic1為2mA進行計算，R3與R4之和為7.2k，實際將R3給為820Ω、R4給為6.8k，Ic1則為1.94mA；C2因此可取給為220μ。 R5和D是BG2、BG3互補管的偏置電路元件，給BG2、BG3共同提供一個適當靜態工作點，在能夠消除交越失真情況下盡量取小值，根據實驗結果一般取在3mA～4mA；改變R5阻值可使BG2與BG3的基極間電壓降改變而實現對其靜態工作的調整，與R5串聯的D是為了補償BG2、BG3發射結門坎電壓隨溫度發生的變化，最好采用兩只二極管串聯起來補償互補管發射結門坎電壓隨溫度發生的變化，使互補管靜態工作點穩定。簡化電路中省略使用一只二極管。并聯在BG2、BG3基極間的C4，可使動態工作時的ΔUAB減小，一般取為47μ；C3是防止BG1產生高頻自激的交流負反饋電容，一般取為47P～200P。 BG1起電壓放大作用，在該電路中被稱為激勵級，要求Buceo＞E、Iceo≤Ic1/400＝5μA、β＝100～200，所以應選用小功率低噪聲三極管。BG2和BG3是互補電流放大極，分別與BG4、BG5構成復合管對輸出電流進行放大，要求Buceo＞E、Iceo≤Ic2/100＝30μA、β＝100～200。在BG4、BG5使用普通大功率三級管而不是內部已經做成復合式大功率三級管的情況下，BG2與BG3需要提供給后級大功率三級管超過100mA的峰值驅動電流，因此應使用中功率三級管。BG4和BG5是負責放大輸出電流的大功率管，靜態工作電流可取在10mA～30mA，要求Buceo＞E、Iceo≤Ic4/100＝0.1mA、β＝50～100。BG4和BG5的最大極限電流Imax應該比輸出電流最大幅值大1倍，方能保證輸出電流最大幅值時β＞10。 R6和R7分別是BG4和BG5靜態工作點調整分流電阻，動態工作時的分流作用可以忽略不計。在Ube4和Ube5都等于0.6V標準參數時，由互補電流放大級的靜態工作電流取在3mA～4mA，可計算出R6和R7應取為220Ω。實際上，大功率三級管Ube可能相差較大，BG4和BG5的Ube需通過實測進行配對使用，借助自舉電路工作的半邊復合管的總電流放大率應應比不借助自舉電路工作的另半邊復合管要小。 R8和R9分別是防止BG4和BG過流的限流電阻，一般取在0.2Ω～0.5Ω之間。將用200mm長、直徑為φ0.08的漆包線兩端分別焊接在1k以上電阻兩端，把對折起來的漆包線繞在電阻上即可。相當于熔斷保險管的作用，屬于最簡單的非智能式限流燒斷保護方式。 C5和C6是信號輸出電容，用一只小容量電容與大容量電容并聯起來使用，可消除大容量電容內部具有的較大電感對高頻率信號的阻礙。注意它實際上是起到中點浮動電源作用，所以電容量不是按照對通拼帶下端交流信號的阻抗應為多大來計算，而是按照輸出功率需要消耗多少能量進行計算。在中點浮動電源電壓隨著輸出電流進行波動而導致輸出信號截波時，就會產生嚴重削波失真。根據電容儲存的能量與電壓平方成正比關系，中點浮動電源的輸出電容，容量應是總電源上儲能電容量的4倍。 C9和R10是交流負反饋網路，與R2、R1共同構成電壓并聯負反愧。R2與R1構成的直流負反愧可使總的電壓放大倍率約等于R2除以1.2k（等于R1與BG1的發射結動態電阻并聯），按照圖①設計參數約為100倍，加入C9和R10的交流負反饋網路后，總的電壓放大倍率約等于R2與R10的并聯電阻除以1.2k，約為18倍。實踐證明，采用這種方式工作的電壓并聯負反愧表現效果很不良好。 二、對功率放大器基本電路的改進 在圖①所示的互補對稱式OTL功率放大器基本電路中，信號輸入激勵級的內阻只有1k，需要做阻抗變換才能與大部份中、高阻信號源匹配。將信號輸入激勵級直接改成復合管是最簡單的方式，復合管的接法有多種具體電路，最佳方案是采用圖②所示的接法。新增加的前置級實際上相當于簡單的電壓控制電流型運算放大器，BG0的基極與發射極相當于運算放大器的正輸入端和負輸入端，正輸入端的動態電阻已經提高到10K以上。同時，從功率放大器輸出端接到負輸入端發射極負反饋電阻R10和取樣電阻R11之比決定著總的電壓放大倍率。 電路調試要點也是先將R5調節成短路0電阻狀況使BG2～BG5處于截止狀態，用兩只1K/2W電阻分別從總電源兩端接到輸出端獲得中點電壓。用一只200K電位器代替R1或R2接在電路板上，用導線將C1輸入電容信號輸入端與地短路。接通電源，測量BG1的集電極到發射極的電壓降Uce，調節200K電位器使Uce等于E/2-0.6；在總電源電壓為32V時，BG1的靜態Uce應等于15.4V0.1V。然后測量200K電位器實際所處的電阻值，換成同阻值固定電阻替換電位器，再測量BG1靜態Uce應該在15.4V0.2V之內。確定好BG1的靜態Uce后，再從小到大調節R5使BG4和BG5的靜態工作電流為15mA。為保險起見，可將R8與R9換接成100Ω/2W電阻，先測量R8與R9上的靜態電壓降應為1.5V。斷開電源，測量R5可調電阻實際所處的電阻值，將R5換成相同阻值的固定電阻，拆掉先前從輸出端分別連接到電源兩端的1k/2W分壓電阻。再接通電源，測量R8與R9上的靜態電壓降應保持在1.2V～1.8V之間。測量輸出中點電平也應為16V0.5V之間。把C1輸入電容信號輸入端與地斷開懸空，測量R8與R9的電壓降，用起子碰到C1輸入端時R8與R9上的電壓降明顯變大。然后把R8與R9換成0.3Ω電阻，接上喇叭試聽。接通電源時因C0充電，輸出端中點電壓需要從零緩慢上升，因而只產生輕微沖擊聲。2秒鐘后，用手碰C1輸入端時喇叭將發出“嗚”的交流聲。將C1輸入端與地（電源負端）短路，喇叭應不發出聲音，實際會發出輕微背景白噪聲或很小聲的交流哼聲。圖②所示的互補對稱式OTL功率放大器改進電路，有一個明顯的缺點是信號輸入端直流電平比輸出端中點電壓要低2V～3V，在大眾還沒有運放IC使用和三極管元件價格高的20世紀80年代初，它已經是很良好的可使用單電源的功率放大器實用電路。20世紀80年代中期，運放IC開始推出，人們開始采用運放IC來擔任前置極和激勵極。典型電路如圖③所示，因運放IC不需調整靜態工作點，只要調節R5使BG2～BG5的靜態工作電流10mA～20mA即可。注意，雖然運放IC不需調整靜態工作點，但在BG2～BG5處于截止狀態時，由R8、R9和BG3、BG5發射結正向導通將運放IC負輸入端置為高電平，運放IC輸出低電平，于是通過BG3發射結把運放IC負輸入端置為低電平，運放IC輸出端翻轉成高電平，結果處于輸出不定的低頻率振蕩狀態，不能提供穩定的參考中點電平。在這種狀況下調整BG2～BG5的靜態工作電流，運放IC輸出端為高電平時調節R5無效；而運放IC輸出端為0電平時BG5不能導通，調節R5只能使BG2、BG3、BG4進入工作區，BG2實際只起到二極管的作用，經BG4和BG2的電流直全部灌入運放IC輸出端，結果使BG2和運放IC因過流而損壞！（我曾經把當時手頭所擁有的幾只國產運放IC和十幾只中功率三級管全部損壞，也未能將靜態工作點調整出來。）必須先用導線將運放IC的負輸入端與輸出端連通，暫不接上負反饋電阻R6，讓運放IC以跟隨器方式輸出穩定的參考中點電平，在此狀態下調節R5使BG2～BG5的靜態工作電流為15mA，將R5換成相同阻值的固定電阻后確認BG2～BG5的靜態工作電流在10mA～20mA之間，再將運放IC的負輸入端與輸出端端開，把反饋電阻R6接入電路中。 使用運放IC擔任前置極和激勵極后，最好將BG2～BG5的靜態工作電流偏置方式改成由三極管與分壓電阻構成的穩壓器，這樣可以在電源電壓發生較大變化下保持幾乎相同的靜態工作電流。圖④即是經過改進后的電路，BG1發射結門坎電壓與BG2、BG3、BG4的門坎電壓一同隨溫度變化，本身可起到溫度補償作用。為了減少運放IC輸出端的靜態工作電流，在運放IC輸出端贈加了到地端的分流電阻R10。有了該分流電阻后，調整BG2～BG5的靜態工作電流時可以先不接入運放IC，直接由其中的R7、R8和R10分壓出近似的中點參考電平。先從0到大調節R5使BG2～BG5的靜態工作電流在10mA～20mA之間，再接入運放IC，電路即能正常工作。另外，在運放IC輸出端串聯一只1k限流電阻R15，可保證運放IC輸出端處于0電平時BG5也不會進入截止狀態。 使用運放IC擔任前置極和激勵極，最大的優點是輸出端直流電平與信號輸入端直流電平嚴格一致，相差不大于0.05V。這樣就可以制作出由兩個OTL功率放大器構成的反向輸出的BTL功率放大器，而在輸出端直流電平與信號輸入端直流電平相差懸殊情況下，兩個OTL功率放大器的正、反相輸出端直流電平往往會相差超過0.5V，明顯影響喇叭的工作平衡位置。BTL功率放大器的正、反相輸出端直流電平直流電平相差必須小于0.1V，喇叭的工作平衡位置才不會發生明顯偏離自由平衡位置。喇叭的工作平衡位置明顯偏離自由平衡位置時，正反方向的機械振動幅度不對稱，發出的聲波將產生畸變不自然。另外，輸出端直流電平與信號輸入端直流電平嚴格一致，才使得使用正、負雙電源供電的OCL功率放大器成為現實。否則，因輸出端直流電平與電源中點電平相差較大，將導致喇叭不能良好的正常工作。 由于大部分運放IC的工作電壓都不高，性能良好的高電壓運放IC品種少、價格高，人們也可以采用與運放IC前置級相同的差動放大電路來達到同樣目的。圖⑤即是采用差動放大方式做前置極的典型電路，它比圖①所示的互補對稱式OTL功率放大器基本電路多用2只要求特性一致的三極管，比圖②所示的改進型互補對稱式OTL功率放大器實用電路多用1只三極管。說倒底，并不是人們不知道怎么設計功率放大器，而是受到器件選擇上的限制，在不同歷史時期只能使用相應的設計電路。在20世紀80年代后期，人們才開始比較容易找到特性一致的三極管進行配對使用。因差動放大極的靜態電流可由電路設計參數準確給定，不用調節差動放大管的靜態電流。在圖⑤電路使用32V電源的情況下，前置差動放大管的靜態電流為0.51mA～0.52mA，只要先調節R12使BG1的集電極到地端的電壓降為15.4V，再調節R5使BG2～BG5的靜態工作電流在10mA～20mA之間即可。 在調整BG1的靜態電流時，同樣先要將R5調節成短路0電阻狀況使BG2～BG5處于截止狀態，暫不接入負反饋電阻R10，用導線將BG6、BG0的基極短路。接通電源，先調節R12使BG1集電極到地端的電壓降為15.4V0.2V，再調節R5使BG2～BG5的靜態工作電流為15mA。為保險起見，先將R8與R9換接成100Ω/2W電阻，測量R8與R9上的靜態電壓降應為1.5V。斷開電源，測量R5與R12可調電阻實際所處的電阻值，將它們換成相同阻值的固定電阻。接通電源，測量R8與R9上的靜態電壓降應保持在1.2V～1.8V之間。測量輸出中點電平應在16V0.3V之間。斷開電源，將BG6、BG0的基極間連接導線取掉，把負反饋電阻R10接入電路。再接通電源，測量R8與R9上的靜態電壓降應保持在1.2V～1.8V之間。測量輸出中點電平應在16V0.2V之間，差分管電流放大倍率越大，輸出端直流電平與信號輸入端直流電平相差越小。用起子碰C1輸入端時R8與R9上的電壓降明顯變大。然后把R8與R9換成0.3Ω電阻，接上喇叭試聽。接通電源時輸出端中點電壓需要從零緩慢上升，因而只產生輕微沖擊聲。2秒鐘后，用手碰C1輸入端喇叭將發出“嗚”的交流聲。將C1輸入端與地（電源負端）短路，喇叭應不發出聲音，實際會發出輕微背景白噪聲或很小聲的交流哼聲。 三、對功率放大器實用電路的完善 采用自舉電路設計的功率放大器雖然電路相對較為簡單，但卻存在下限工作頻率截止點。而引入自舉電路是為了避免對上半波進行放大時沒有足夠電流提供給互補管使用，在不缺三極管使用的情況下，可以采用恒流源來保證對上半波進行放大時也有足夠的電流提供給互補管使用。與此同時，將差動放大器也設計成由恒流源提供工作電流，可以大大提高對共態噪聲的抑制比和放寬對電源電壓的準確要求。圖⑥是使用恒流源的功率放大器典型電路，其中：BG3與BG4構成標準恒流源，前者給前置差動放大極提供1mA恒定總電流，2只差分管BG1、BG2各得到0.5mA的靜態工作電流；后者提供2mA恒定電流，與激勵極BG5的靜態工作電流2mA相等，從而使放大器輸出端Q的靜態中點電壓完全由阻值相同的R13與R14分壓確定出來，不會過大偏離E/2。串聯在下方R14上的D1是為了補償上方復合管的門坎壓降比下方單一的互補管門坎壓降多一個PN結壓降，確保由阻值相同的R13與R14分壓確定出來的中點電壓更準確。激勵極BG5的靜態工作電流已經由R4上的1V壓降和R12阻值200Ω確定為2mA，也不用調節。所以，在調節BG7～BG10的靜態工作電流時先不接入BG4和BG5，直接在R13與R14分壓出中點參考電壓并提供有0.4mA～1.1mA的偏置電流給BG6工作狀況下，由最小零電阻起始調節R10使BG7～BG10的靜態工作電流為15 mA即可。然后把R10換成固定電阻，將BG4和BG5接入電路板，放大器即刻正常工作。雖然元件參數存在離散性，可能使BG5激勵極的實際靜態工作電流與BG4恒流源電流有少量相差，差動放大極也會根據輸出端Q的靜態電壓偏離中點狀況自動改變BG1的實際靜態工作電流，使BG5的實際靜態工作電流與BG4恒流源電流完全相等。當然，對BG5實際靜態工作電流進行自動調節后，差動放大極的靜態工作電流不允許其中任何一個明顯減少太多。按照圖⑥中的元件參數，只要變化0.1mA就可以讓BG5的靜態工作電流變化1mA，足以實現對BG5的靜態工作電流調整。 然而，由于恒流源限制了激勵極處于截止狀態時所能提供的最大電流，提高電源電壓后并不能相應的提高輸出幅值。雖然相應增加恒流源電流可以提高輸出幅值，但卻使激勵極靜態工作電流也相應增大，穩定性變差。較好的辦法是引入鏡像電路，采用上下對稱的差動電流放大方式驅動后面的互補對稱功率放大管工作。圖⑦即是采用上下對稱差動電流放大方式作激勵極的功率放大器實用電路，因輸出功率較大，為避免過載損壞器件，電路中加進了限制最大輸出電流的保護功能。其中，BG4和BG5構成的鏡像電路，可使BG5的工作電流Ic5與BG4的工作電流Ic4保持完全相等，進而對驅動BG6。實現由BG6、BG7構成上下對稱的差動電流放大方式。這樣，即可保證在上半波信號需要激勵極提供更大驅動電流時，BG6也同步能輸出更大的驅動電流給后極功率放大管。要達到同樣目的，人們也可以采取再并聯一對互補對稱的前置差動放大器，由它實現對BG6的驅動。但由于鏡像電路對元件的要求沒有前置差動放大器高，采用兩對前置差動放大器并不能對整個電路提高任何性能，大可不必使用那種多花代價的笨辦法。該電路的調整方式與圖⑥所示的使用恒流源的功率放大器電路完全相同。 從工作原理上考慮，采用上下對稱差動電流放大方式作激勵極的電路已無缺陷。但由于大功率三極管的特性并不理想，在輸出電流達到1A以上時，電流放大倍率只有10～25，將使得驅動大功率三極管工作的互補管必須提供超過200mA以上電流給后極。互補管本身的功耗經常超過2W，發熱嚴重，互補管也需要另外裝散熱器。在電子元件廠家已經研制生產出大功率達林頓管的情況下，改用內部已做成復合管的達林頓管作最后級電流放大管，可以大大減輕對互補管的輸出驅動電流要求。如SGS公司生產的TIP系列大功率達林頓管，在輸出電流達到2A以上時，電流放大倍率也能達到500以上，從而只需要互補管提供20mA以下驅動電流給后極工作，互補管本身的功耗降低到0.2W以下。需要修改的設計參數只是根據達林頓管的門坎電壓等于普通三極管門坎電壓的2倍，把提供靜態工作電流的偏置分流電阻R18、R19增加一倍阻值，以便保持互補管的靜態工作電流不改變。同時互補管BG9、BG10基級間的電壓降比先前增加一只普通三極管的門坎電壓，它對電路靜態工作電流的調整方式毫無影響。 由于達林頓管不是專為音頻功率放大器研制的器件，工作頻率上限并不很高。普通大功率三極管的頻率上限只達到1MHz，專為音頻功率放大器研制的大功率三極管也只能達到10MHz，最好的不超過100MHz。雖然音頻范圍只有10Hz～20kHz，可是三極管的電流放大倍率與工作頻率相關，處于工作頻率上限時，電流放大倍率會下降到1倍。這使得工作頻率上限低的三極管對20kHz高音的放大能力比2kHz中音的放大能力要低，也就導致開環狀態下高音與中音的電流放大倍率已經不保持相同。而閉環負反饋對整個音頻保持相同的取樣倍率，并不改變混合信號里高音電流放大倍率比中音電流放大倍率低的狀況，從而使混合信號里的高音實際比中音的放大倍率要低。所以，使用工作頻率上限高的大功率三極管，可使混合信號里高音電流放大倍率比中音電流放大倍率下降得要少。如果使用頻率上限只達到1MHz的大功率三極管制作音頻功率放大器，將感到8kHz以上的高音成分嚴重不足。故此，國外的電子元件制造廠已經在20世紀90年代研制出性能超群的音頻功率放大器專用大功率三極管。日本三肯公司制造的三肯管是最早出名的音頻功率放大器專用大功率三極管，但它們都不是達林頓管，需要性能同樣超群的中功率來做驅動前極，而且要給驅動前極中功率安裝散熱器。 到20世紀80年代后期，人們研制出性能更高的大功率場效應管。任何大功率場效應管的工作頻率上限也能達到100MHz，但因起初缺少高工作電壓的大功率場效應管，生產廠家制作輸出功率超過40W的功率放大器還是以選用大功率三極管。實際上，使用大功率場效應管制作功率放大器比使用大功率三極管制作功率放大器更方便。但需要特別注意一點，雖然效應管是電壓控制型器件，但大功率場效應管的輸入柵極與源極之間存在較大的結電容，可達到800P左右，因此在工作頻率較高的狀況下同樣要提供5mA～10mA充放電驅動電流。竄聯在柵極前的電阻會影響對輸入結電容的充放電，阻值盡量取小。圖⑨即是采用大功率場效應管的實用功率放大器電路，由于某些大功率場效應管柵極沒有內置限壓保護穩壓管，特地在電路中加入了限壓保護穩壓管。使用沒有內置限壓保護穩壓管的大功率場效應管，焊接時必須先用導線將柵極與源極短路，焊接好大功率場效應管和限壓保護穩壓管后才能將柵極與源極間的短路導線去除。采用大功率場效應管設計的功率放大器，調試方式與采用大功率三極管設計的功率放大器完全相同。 需要注意的是，大功率場效應管的門坎電壓在2V～3V之間，（三星公司生產的大功率場效應管門坎電壓多為2V），大功率場效應管的實際工作電壓不要超過最大允許電壓的一半值，最大工作電流峰值不要超過允許電流的2/3方能確保安全可靠工作。這個要求已經比對三機管的要求寬很多，三機管的實際工作電壓也不能超過最大允許電壓的一半值，而三機管的最大工作電流峰值不能超過最大允許電流的1/3方能正常工作。大功率場效應管還有一個極大的優點是溫度穩定性能十分良好，從25℃～125℃，工作特性幾乎完全相同。所以使用大功率場效應管時，散熱器上的溫度也可以相應允許高到90℃，而三極管還存在二此擊穿的可能，實際允許工作的溫度應限制在70℃以下。 四、使用多組電源供電高效功率放大器 沒有把輸出端中點電壓嚴格控制在要求理想數值狀況下，功率放大器只能使用單電源供電，中點電源采用自動跟隨的浮動方式實現。只要給足夠大容量的儲能電容，實際輸出能力與使用雙電源的OCL輸出方式并無區別。之所以要采用OCL輸出方式，除了面可以進一步設計出性能更好功率放大器外，更大的實際意義是使用正負雙電源供電的OCL輸出方式可以進一步降低電路背景噪聲。在功率放大器前置信號輸入級采用差動放大電路后，輸出端直流電平已經能與信號輸入端直流電平保持基本相等，相差小于0.2V。在這種狀況下，將信號輸入端直流電平偏置電阻連接到正負雙電源中點電位上，就可以把單電源供電的OTL輸出方式改成使用正負雙電源供電的OCL輸出方式，不再使用自動跟隨的浮動中點電源。其實，使用運放IC做前置信號輸入級能使輸出端的直流電平與信號輸入端直流電平保持幾乎相等，相差小于0.02V，正是因為運放IC內部也采用差動放大電路做輸入級，而且一般都采用復合管方式的差動放大電路做輸入級，從而使流進或流出IC正、負輸入端的靜態電流低于0.1μA，在負反饋電阻上的靜態直流壓降已低于0.01V。若能找到特性非常一直的配對管，當然也可以采用復合管方式的差動放大電路做輸入級，使輸出端的直流電平與信號輸入端直流電平保持幾乎相等，相差小于0.02V，特性極其一致的配對管需要在一片半導體材料上做成，這正是運放IC的制作工藝優勢。簡言之，僅僅把OTL輸出方式改成OCL輸出方式，在電路設計上沒有任何提高。實際上，以甲乙類工作方式制作的互補對稱式功率放大器存在一個缺陷，就是最后級大功率電流放大管的靜態處于接近截止區位置，無論使用大功率三級管，還是使用大功率場效應管，在截止區附近的動態電阻都明顯比線性區的動態電阻要大得很多，實際可以相差數倍到10多倍。靜態電流越小，動態電阻越大。當放大器輸出電壓歸零時，喇叭振動盆還會繼續作阻尼振動到停止。音圈在磁場中運動產生的電流將阻礙喇叭振動盆自由振動，如果與音圈串聯的放大器內阻比較大，就會使音圈在磁場中運動產生的電流減少，降低電阻尼作用，振動盆的阻尼振動就不容易停止下來，發出的聲音出現“拖泥帶水”的發散收不住狀況。與此同時，中低音單元喇叭的音圈在磁場中移動所產生的感應電流不能被功率放大器盡可能短路掉，會成為妨礙中高音單元喇叭工作的干擾驅動信號。甲類放大器之所以有較好的重放音質，奧妙就在于它具有很低的靜態輸出阻抗。但由于甲類放大器功耗大、發熱嚴重，不宜在大工作電壓下采用。為此，可以在使用高低兩組正負電源供電的方式下對最后級大功率電流放大管的工作狀態實施動態偏置，使放大器輸出電壓幅度小于4V時大功率電流放大管工作于甲類狀況，輸出幅度大于4V時變換為乙類狀況。由于輪流處于工作中的大功率電流放大管始終是在大電流狀態下工作，實際效果與純甲類工作方式相同。 圖⑩即是采用大功率達林頓管設計的高效率動態偏置甲類功率放大器典型電路，為了較好的實現動態偏置，T1、T2上下兩只大功率達林頓管采用互補管，以便增加偏置電路上的門坎電壓。要求兩只互補管特性參數完全相同，實際電流放大倍率相差不要超過20%。因動態偏置是在每一個半波輸出信號經過4V參考值進行變換，要求動態偏置變換速度必須比輸出信號上限20KHz頻率至少高100倍，光電隔離變換器件的響應頻率至少應達到1MHz，所使用的二極管也必須采用高速管。當輸出信號電壓處于4V以內時，光電輸出端三極管處于截止狀態，兩只互補大功率電流放大管被偏置在1A靜態電流下工作，而當輸出信號電壓超過4V時，光電輸出端三極管處于導通狀態，兩只互補大功率電流放大管被偏置在10mA靜態電流下工作。但由于輸出信號電壓超過4V時，大功率電流放大管的工作電流必須超過0.5A，4Ω負載時必須超過1A，實際也等同于甲類工作方式。與此同時，在輸出信號電壓處于6V以內時，BG11、BG12處于截止狀態，T3、T4達林頓開關管也截止，T1、T2兩只互補大功率電流放大管是由8V低壓電源供電。而在輸出信號電壓超過6V時，BG11、BG12處于導通狀態，T3、T4達林頓開關管也導通，T1、T2兩只互補大功率電流放大管改由30V高壓電源供電，從而使大功率電流放大管的功耗降低。 在N道溝和P道溝高壓大功率場效應管都很容易購買到的情況下，可改用大功率場效應管來制作高效率動態偏置甲類功率放大器。同樣，T1、T2上下兩只大功率場效應管要采用互補管，要求兩只互補管特性參數相同，實際的電流放大倍率相差不要超過20%。由于使用動態偏置工作方式，偏置電路的參數調整稍微復雜一些。具體方式與前面介紹的方法相同，先把T1、T2由R11、R12串聯確定出的1A靜態電流調節出來，再適當分配二者的實際阻值，使R12處于短路時T1、T2的靜態電流為2mA～10mA。即不要完全截止，也沒必要調大。 鑒于動態偏置甲類功率放大器的最主要目的是要降低放大器本身的輸出內阻，在上下大功率電流放大管中不宜串聯限流保護電阻，對放大器最大輸出電流的限制特改設計在電源部分電路之中。這樣，與動態偏置甲類功率放大器匹配使用的高低兩組正負電源也同時都設計成穩壓電源。參見圖12，使用大功率場效應管制作供功率放大器使用的穩壓電源非常簡單，功率放大器對電源電壓的準確值要求不高，使用大功率場效應管制作的簡單穩壓電源完全能達到要求，同時還可以獲得很好的電子濾波效果，可大大降低從電源帶進來的雜波噪聲。 必須明白，每一只大功率器件都受到最大功耗的使用限制，尤其在溫度明顯升高的狀況下，最大允許功耗將大大降低。把功率放大器的電源設計成穩壓電源，除了能使功率放大器電路處于穩定狀況下工作外，由穩壓電源調整管分擔掉一部分功耗，可減輕由功率放大管承擔的無用功耗，使功率放大器發揮出最大工作能力。在缺少大功率器件的時代，只能使用簡單的整流電源，結果使放大器實際能夠輸出的功率比理論計算值小得很多，原因就是功率放大管的最大允許功耗已經被無用功耗占去太多。 五、結束語 如果僅從對功率放大器性能的完美追求上去考慮，我們還可以把許多只功率放大管并聯起來工作獲得更高的性能。然而這乃是在用高投入成本來獲得實際效果增加不多的笨蛋干法。事實上，當人們把功率放大器的輸出功率制做得很巨大時，它也成為中高音單元喇叭的致命殺手！而且使用級后分頻方式，在使用到高中低三個單元喇叭的情況下就開始明顯表現不佳，級后分頻方式僅能在二分頻情況下表現得比較良好。只有改為采用級前分頻方式來設計制作音頻功率放大器，我們才能從根本上克服級后分頻的缺點，并根據不同工作頻帶范圍要求選用適合的器件，以最少的制造成本獲得最高的效果。 |
