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振蕩器作為DC-DC變換器中的核心模塊之一，要求在電源電壓、溫度和工藝的容差范圍內(nèi)產(chǎn)生低偏差的振蕩頻率和占空比。文獻(xiàn)[1]～[3]針對(duì)DC-DC變換器的應(yīng)用提出了各自的振蕩器結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[1]實(shí)現(xiàn)了頻率選擇功能，但未考慮MOSFET工藝波動(dòng)對(duì)時(shí)鐘信號(hào)的影響；文獻(xiàn)[2]采用了電阻溫度補(bǔ)償?shù)姆椒▽?shí)現(xiàn)了環(huán)形振蕩器在所有容差下的頻率穩(wěn)定，但未對(duì)占空比的容忍度進(jìn)行分析；文獻(xiàn)[3]將DC-DC變換器的外同步信號(hào)引入振蕩電路，實(shí)現(xiàn)了寬范圍內(nèi)的頻率可調(diào)功能。本文在DC-DC變換器所采用的傳統(tǒng)振蕩器結(jié)構(gòu)[2]基礎(chǔ)上做了如下改進(jìn)： (1)采用雙電容充放電，利用RS觸發(fā)器的保持機(jī)制，實(shí)現(xiàn)高、低電平時(shí)間的分別控制； (2)在電容充電電路中，引入有源負(fù)反饋，減小電源和溫度對(duì)充電電流的影響； (3)將DC-DC變換器的反饋電壓引入該振蕩器，以實(shí)現(xiàn)過載或輸出短路情況下開關(guān)頻率和導(dǎo)通占空比的降低[4]。 1 振蕩器電路設(shè)計(jì)與分析 1.1 等效架構(gòu)電路 振蕩電路由CLK低電平控制電路和CLK高電平控制電路兩部分構(gòu)成（如圖1所示），分別用來控制時(shí)鐘信號(hào)CLK的低、高電平時(shí)間。VCC_A和VCC_D分別由DC-DC變換器內(nèi)部的模擬電源和數(shù)字電源產(chǎn)生，本文設(shè)定其典型值為：VCC_A=3.3V，VCC_D=5.0V。FB為DC-DC變換器的反饋引腳，當(dāng)VFBth2時(shí)，CLK頻率f=110kHz，低電平占空比D=96%，用于芯片過載和短路的情況；反之，芯片工作于正常模式，兩指標(biāo)分別為340kHz和90%。 圖2為該振蕩器的工作時(shí)序波形。系統(tǒng)上電后，電流源I1開始為電容C1充電，比較器CMP1輸出低電平（R=‘0’）；同時(shí)，電容C2兩端電壓不可突變，經(jīng)比較器CMP3輸出S=‘0’。這將迫使觸發(fā)器保持系統(tǒng)初態(tài)(Q=‘1’)，因此CLK保持低電平。當(dāng)C1上端電壓達(dá)到門限Vth1時(shí)，CMP1輸出變?yōu)楦唠娖?R=‘1’)，觸發(fā)器被復(fù)位（Q=‘0’），因此CLK跳變?yōu)楦唠娖健Ｖ螅琋MOS管M5和電流源I2被打開，電容C1迅速放電，電容C2開始充電，使觸發(fā)器再次進(jìn)入保持態(tài)直到C2上端電壓到達(dá)門限Vth3。CLK端便在觸發(fā)器置位→保持→復(fù)位→保持→置位的循環(huán)機(jī)制中形成周期性的方波信號(hào)。 1.2 偏置電路 通常情況下，在電容充放電的振蕩機(jī)制中，頻率與充電電流呈線性關(guān)系，因此，偏置電流的溫度和電源壓控特性直接影響振蕩頻率。在圖3所示的偏置電路中，QB的基極電壓由普通帶隙基準(zhǔn)產(chǎn)生的VREF(1.25V)提供。具有正溫度系數(shù)的電阻RB與Vbe的負(fù)溫度系數(shù)相抵消，產(chǎn)生溫度系數(shù)很小的參考電流IREF，通過電流分配技術(shù)[5]為振蕩器提供不同的偏置電流。 1.3 電壓比較器電路 比較器是振蕩器中的關(guān)鍵電路之一，其延時(shí)對(duì)高速時(shí)鐘信號(hào)的周期有較大影響。圖1中的電壓比較器CMP1和CMP2的實(shí)現(xiàn)如圖4所示，在兩級(jí)開環(huán)比較器的輸出增加兩級(jí)推挽反向器，可以在不降低轉(zhuǎn)換率的情況下提高負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力。 該比較器具有70dB以上的增益和100kHz的-3dB帶寬，因此只有幾十納秒的階躍響應(yīng)，該性能對(duì)于中心頻率為340kHz的振蕩器來說，可以保證頻率有良好的穩(wěn)定性和可控性。 1.4 振蕩器核心電路設(shè)計(jì) 圖5是圖1的具體實(shí)現(xiàn)，其中(W/L)1=(W/L)2=(W/L)3。當(dāng)VFB>Vth2時(shí)，C1的充電電流為： 式(1)中，R=R1+R2+R3+R4。為了減小VCC_A和溫度對(duì)I1的影響，除了采用較為精確的Triming電阻R5和R6，還加入PMOS管M2，在Q1射極端形成有源負(fù)反饋[6]，如圖6的小信號(hào)電路所示。等效跨導(dǎo)為： 如果ro2>>gm、ro>>gm，則式(2)簡化為Gm≈1/ro2，這表明Vin的變化大部分落在M2上，從而使M1電流和充電電流I1保持穩(wěn)定。 在I1支路中串聯(lián)一個(gè)二極管連接的M4管，在RAMP端產(chǎn)生與CLK同步的用于電流模式DC-DC變換器的斜坡補(bǔ)償信號(hào)。通過1.1中振蕩機(jī)制的分析可得CLK的低電平時(shí)間（不考慮比較器延時(shí)）為： 圖5中，充電電流I2由偏置電壓VBais1決定，結(jié)合圖3和圖4中的尺寸關(guān)系（不考慮溝道調(diào)制效應(yīng)），可得： CLK的高電平時(shí)間（忽略反向器延時(shí)影響）為： 其中，Vth3為反向器INV的翻轉(zhuǎn)電平。 因此，CLK頻率和占空比的計(jì)算公式為： 觀察式(1)、式(3)～式(6)可以發(fā)現(xiàn)：根據(jù)芯片所需的頻率和占空比選定電容，且反向器采用標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字單元，則I1的確定通過調(diào)節(jié)R1～R6的阻值及比例實(shí)現(xiàn)，I2由M8的尺寸確定。從而分別實(shí)現(xiàn)CLK信號(hào)低、高電平的簡單可控。 2 仿真結(jié)果分析與討論 基于UMC 0.6μm BCD工藝，用HSPICE在-40℃～+85℃、三種電源(VCC_A vs.VCC_D=3.0V vs.4.5V；3.3V vs.5.0V；3.6V vs.5.5V)以及5個(gè)MOSFET工藝（TT、FF、SS、FS、SF）波動(dòng)的環(huán)境下對(duì)振蕩器進(jìn)行仿真驗(yàn)證，給電源施加階躍激勵(lì)、FB施加線性上升 (0～0.9V)電壓，得到圖7所示兩種情況(下標(biāo)L代表110kHz，H代表340kHz）的f-T、D-T特性曲線。表1給出了三種不同電源下的振蕩頻率和占空比。 圖7表明，一方面頻率隨溫度的變化并未呈現(xiàn)近似的線性關(guān)系，而是有峰值的出現(xiàn)，這是因?yàn)殡娮琛㈦娙莺蚆OSFET的溫度系數(shù)是非線性的。在低溫時(shí)，f表現(xiàn)為正溫度特性，在0℃附近，f轉(zhuǎn)為負(fù)溫度特性。另一方面，占空比與溫度接近線性關(guān)系。對(duì)于PWM型DC-DC變換器來說，輸出電壓是開關(guān)信號(hào)占空比的函數(shù)。因此，該線性關(guān)系有利于變換器溫度性能的調(diào)節(jié)。 將最壞情況下的數(shù)據(jù)列于表2中。統(tǒng)計(jì)結(jié)果表明，該振蕩器對(duì)容差的容忍度較好，適用于輸入電壓范圍較寬的DC-DC變換器的低成本設(shè)計(jì)。 本文提出了一種用于DC-DC變換器的振蕩電路，并對(duì)其電路特點(diǎn)和性能進(jìn)行了詳細(xì)分析和仿真。結(jié)果表明，芯片過載時(shí)具有自動(dòng)降頻保護(hù)功能，在偏置電流、電源電壓、溫度以及MOSFET工藝容差下有良好的頻率和占空比穩(wěn)定性，且占空比與溫度的近似線性關(guān)系對(duì)于DC-DC變換器來說有利于開關(guān)信號(hào)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。 |
