|
1 引言 隨著信息技術(shù)的迅速發(fā)展和計算機的日益普及，對電源系統(tǒng)供電質(zhì)量和可靠性的要求越來越高，不間斷電源(UPS)的應(yīng)用也越來越廣泛。在運行時，要求UPS的輸出電壓、頻率和相位都與市電保持一致，這樣才能在市電發(fā)生變化時保證UPS向負載提供不間斷、穩(wěn)定的電能，且不對負載產(chǎn)生過大的沖擊。所以，UPS中的逆變器須有鎖相環(huán)節(jié)，以保證UPS與市電的同步。同步鎖相控制應(yīng)具備下述功能： ①當電網(wǎng)頻率滿足精度要求時，使逆變器與電網(wǎng)同步運行； ②當電網(wǎng)頻率超出精度要求范圍或電網(wǎng)發(fā)生故障時，使逆變器與內(nèi)部高精度的基準頻率同步運行。此外，兩種狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換要平穩(wěn)，以免造成轉(zhuǎn)換過程中逆變器工作頻率的劇烈抖動。 鎖相可分為模擬鎖相和數(shù)字鎖相。與傳統(tǒng)的模擬鎖相相比，數(shù)字鎖相不僅能簡化硬件電路的設(shè)計，降低成本，還可解決模擬電路中需要調(diào)整電路參數(shù)，以及器件的老化和溫漂等問題，大大提高了電路的可靠性和鎖相精度。在此，討論了逆變器的輸出電壓數(shù)字鎖相技術(shù)。 2 數(shù)字鎖相環(huán) 2.1 鎖相原理 鎖相環(huán)是一個閉環(huán)的相位控制系統(tǒng)，能夠自動跟蹤輸入信號的頻率和相位。圖1示出普通的模擬鎖相環(huán)控制框圖。它由鑒相器(PD)、低通濾波器 (LPF)和壓控振蕩器(VCO)組成。通過將VCO的輸出電壓信號uout(t)和電網(wǎng)電壓的采樣信號uin(t)這兩路頻率與相位不同的信號送入鑒相器，生成誤差信號Ue(t)，該信號是相位差的線性函數(shù)。ue(t)經(jīng)過低通濾波器后輸出電壓信號UD(t)。VCO在uc(t)的控制下將改變uout(t)的頻率和相位，以減小uout(t)的頻率和相位差。 在UPS的數(shù)字化控制中，傳統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)改變?yōu)橛密浖䦟崿F(xiàn)的數(shù)字鎖相環(huán)。旁路電壓ub和逆變器的輸出電壓uoi分別經(jīng)過過零檢測電路轉(zhuǎn)換為方波信號，單片機的捕獲單元在捕獲到方波信號每個上升沿到來時，讀取定時器的計數(shù)值。圖2示出電壓捕獲示意圖。 旁路電壓ub和逆變器的輸出電壓uoi這兩個捕獲單元共用一個定時器的計數(shù)器，計數(shù)器溢出時自動清零。用每一次的旁路電壓上升沿時刻減去之前的輸出電壓上升沿時刻即為uoi與ub的相位差。圖3示出數(shù)字鎖相的實現(xiàn)。 2.2 數(shù)字鎖相方法 對采用SPWM 控制的逆變器，可固定載波比N(N=fc/f1)，通過改變?nèi)禽d波周期Tc，即頻率fc，可改變輸出的交流電壓基波頻率f1。這里正是采用這種方法來調(diào)節(jié)逆變器的輸出電壓和輸出頻率，從而相應(yīng)地調(diào)節(jié)相位，以完成逆變器輸出頻率的相位跟蹤市電的鎖相過程。在圖3中，若Td ，則uoi的相位超前ub，需要增大逆變器的輸出載波周期T1PR值；反之若Td>T/2，則uoi的相位滯后ub，需要減小逆變器的輸出載波周期T1PR值，直至Td在允許范圍內(nèi)，即實現(xiàn)了鎖相。 為了實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓、頻率和相位的跟蹤，可利用一個比較器進行過零檢測，以提高抗干擾能力及保證檢測的快速性，工程上所用的比較器一般為滯環(huán)比較器。圖4示出過零檢測滯環(huán)比較器電路及其輸出波形。 為了實現(xiàn)鎖相，程序中采用了一個單增模式計數(shù)器，計數(shù)溢出后自動清零，由單片機的定時器TA來充當。同時設(shè)定兩個寄存器ophs和kx。當逆變器的輸出電壓上升沿發(fā)生觸發(fā)中斷時，將捕獲通道的計數(shù)值賦給ophs；同理，當ub中斷時，將捕獲通道的計數(shù)值賦給kx，兩值相減即為相位差。 2.3 數(shù)字鎖相環(huán)路傳函 在數(shù)字鎖相控制中，圖1的環(huán)路濾波器用比例積分環(huán)節(jié)替代，壓控振蕩器變成數(shù)控振蕩器，并通過相位累加器予以實現(xiàn)。改變uoi的相位，以跟蹤輸入電壓的相位是非常困難的，因此在實際中一般通過改變逆變器的 頻率來達到跟蹤輸入電壓相位的目的。這里也正是采用這種方法來鎖相的，所以逆變器可等效為純積分環(huán)節(jié)。 為了保證穩(wěn)態(tài)時逆變器跟蹤電網(wǎng)相位的誤差為零，環(huán)路濾波器采用分段式變PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)表達式為： (1) 式中Kp,KI——比例環(huán)節(jié)和積分環(huán)節(jié)的系數(shù) 當采樣周期很短時，映射到z域時有：(2) 在數(shù)字控制中，由文獻[3]可知，數(shù)控振蕩器的z域傳遞函數(shù)為： (3) 式中ω——輸入電壓角頻率 z-1——延時一個采樣周期 ——積分環(huán)節(jié)，相當于模擬鎖相環(huán)s域的傳遞函數(shù)1/s T——鎖相環(huán)的采樣周期，T=2π/ω 針對環(huán)路各部分環(huán)節(jié)，系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為： (4) 式中K1——比例環(huán)節(jié)P參數(shù) K2——積分環(huán)節(jié)I參數(shù) 特征方程為： z2+(K1+K2-2)z+(1-K1)=0(5) 根據(jù)離散系統(tǒng)奈奎斯特判據(jù)，環(huán)路穩(wěn)定的充分必要條件是閉環(huán)傳遞函數(shù)特征方程的特征根全部位于z平面的單位圓內(nèi)，解得環(huán)路的穩(wěn)定條件為K1> 0;K2>0；2K1+K2。由此可確定P和I的參數(shù)值。 2.4 數(shù)字鎖相程序 程序上安排單片機的兩個捕獲中斷程序及周期中斷程序，以完成檢測和計算任務(wù)。 (1)逆變輸出電壓捕獲中斷程序 該程序的任務(wù)是實現(xiàn)逆變器的輸出電壓過零點的檢測及時刻的讀取。當CAP口捕獲到逆變器的輸出電壓對應(yīng)的方波上升沿時，進入CAP中斷程序，讀取TACH1的值，并賦給ophs，它代表了逆變器輸出電壓的相位值。 (2)旁路電壓捕獲中斷程序 該程序的任務(wù)是實現(xiàn)旁路電壓過零點的檢測及時刻的讀取，并且計算相差作為PI調(diào)節(jié)，得出載波周期的總調(diào)節(jié)量。當CAP口捕獲到旁路電壓對應(yīng)的方波上升沿時，進入CAP中斷程序，讀取TACH0的值，并賦給Kx，它代表了旁路電壓的相位值。 相位差的計算公式為Phasemin=kx-ophs。當相位差寄存器Phasemin超出鎖相誤差允許范圍時，通過數(shù)字PI調(diào)節(jié)器進行閉環(huán)控制，在此采用分段式變PI調(diào)節(jié)器得出鎖相調(diào)節(jié)量。 (3)周期中斷程序 在旁路電壓捕獲中斷程序中，已得到一個逆變器輸出電壓周期總的載波周期調(diào)節(jié)量。此時，采用文獻中提到的分組順序插補方式再調(diào)制SPWM，可大大提高一個正弦周期的最小相位差與相位控制分辨率之比。 圖5示出逆變器輸出電壓CAP的中斷程序、周期中斷程序、數(shù)字鎖相程序流程圖。可見，相臨的兩次輸入輸出捕獲中斷獲取輸入輸出的相位值。在輸入中斷中，兩值相減得到相位差，繼而判斷相位差處于何種范圍，在程序中對于相位差的大小劃分成大中小3個區(qū)間，采用分段式變PI調(diào)節(jié)，在大區(qū)間，P和I的參數(shù)值都較大；在中區(qū)間，P的值保持不變，I的值減小；在小區(qū)間，P和I的值都較小。這樣可滿足快而準的鎖相要求。經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器計算得到一個輸出周期的調(diào)節(jié)量△-pll，把它累加到上次的T2PR上。在周期中斷中，通過分組線性插補的再調(diào)制方式，將該程序分為兩組，計算每次載波周期的周期值 Tc，并賦給PMOD。其中，市電相位相當于給定，而逆變器的輸出電壓相位相當于反饋，PI的輸出用以微調(diào)載波周期Tc。設(shè)計合理的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)，可確保鎖相過程快速、穩(wěn)定和準確。 2.5 分組線性插補與鎖相精度 一個UPS系統(tǒng)中，當晶振頻率為f，載波最小數(shù)單位為1，則最小時基對應(yīng)1/f，記為T1。載波由采用連續(xù)增減技術(shù)方式的計數(shù)器形成，每個載波周期的最小控制誤差為2T1，載波比為N，則每個輸出正弦周期的最小相位差為2NTl，相位控制分辨率為2NT1/T(T為輸出正弦周期)。由文獻[4]可知，采用分組線性插補再調(diào)制方法后，最小相位差為2DTl，相位控制分辨率為2DTl/T。由此可見，采用分組線性插補再調(diào)制方法后，相位控制分辨率提高了N/D倍，所分組數(shù)D越小，控制分辨率越高。這里，N=64，f=8MHz，則T1=125ns，逆變器的輸出正弦周期T=20ms，若不采用分組線性插補，則每個正弦周期最小相位差為 64×2×125ns=16μs，即(16μs/20ms)×3600=0.2880，相位控制分辨率為2×64×125ns/20ms=0.08%。若采用分組線性插補的方法，取D=2，則每個正弦周期最小相位差為2×2×125ns=0.5μs，即(0.5μs/20ms)×3600=00090，相位控制分辨率為2×2×125ns/20ms=0.0025%。采用分組線性插補后，每個周期的最小相位差減小了，同時相位控制分辨率也有很大的提高，可以實現(xiàn)高精度的鎖相控制。 3 實驗結(jié)果 該鎖相方法已成功用于50Hz/220V在線式UPS的鎖相控制中。圖6示出逆變器的輸出電壓uoi和旁路電壓ub實驗波形。 4 結(jié)論 探討了采用單片機的數(shù)字鎖相控制技術(shù)。實驗結(jié)果表明，其鎖相精度高，易于實現(xiàn)，而且可以很好地實現(xiàn)逆變器輸出電壓的同步鎖相。實驗結(jié)果驗證了該方法的可行性和有效性。 |
