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在峰值電流模式控制中，控制信號(或者COMP信號)通過一個內部控制回路來控制電感器中的峰值電流，從而簡化輸出電壓反饋回路。但是，如果為了保持恒定亮度調節LED中的電流，而不是輸出電壓，情況會怎么樣呢?眾所周知，實際上在補償電源實現穩定性時，電流模式控制(CMC)能夠消除電感器本身的頻率響應效應。而將輸出電流用作反饋信號甚至會使“關閉回路”更加簡單。 圖1顯示的是一個通過高側感測電阻器R3直接驅動LED中電流的降壓轉換器，TPS54218，同步降壓控制器。這個電流感測電壓被電流感測監視器，INA193，放大20倍，這樣可顯著地降低R3中的功率耗散并提升效率。分流監視器的電流反饋信號輸出給電阻分壓器 (R6/R8)，這形成了到VSENSE的完整反饋路徑。 圖1 配置為調節LED中恒定電流的同步降壓轉換器。 運算放大器(op amp)可使用控制信號(VCNTL)調整LED電流。就其本身而言，控制器持續調節占空比和輸出電流，以便在VSENSE引腳上保持0.8V的電壓。如果運算放大器輸出電壓上升，它也會升高VSENSE上的電壓，所以控制器向下調節LED電流，以防止VSENSE上升。 圖2是仿真控制回路的圖1的簡單SPICE模型。VC1是COMP引腳上的電壓，直接驅動跨導增益為13的功率級(控制器更多的內部細節請參見TPS54218數據表內的圖31)。這個電流通過電感器和感測電阻器來直接驅動LED。需要注意的是，電感值和LED值的變化不會對響應產生影響，這是因為電感器中的電流受到了控制。 圖2 經簡化的控制回路AC模型，以測量增益和相位裕量。 分流監視器傳遞函數只是一個值為20的電壓到電壓增益，有一個接近500kHz的高頻極點(和緩沖器)。這個輸出提供給R6/R8分壓器，由于輸出是直流電壓，所以分壓器在運算放大器U3輸出上接地。完成此反饋回路的最后一個部分是降壓轉換器的內部跨導放大器，它具有一個225uA/V的電壓對電流增益。 外部補償組件C6從這個點(V_COMP)上接地。需要注意的是，V_COMP也是我們回路仿真的起始點(VC1)。回路增益是V_COMP引腳上測得的電壓除以VC1上的注入擾動。所以，通過將VC1設定為1Vac信號，回路增益最終就是V_COMP上測得的電壓。 圖3顯示了VSENSE和V_COMP節點上測得的響應。V_COMP代表回路增益和相位裕量，而VSENSE是功率級，這就是除補償運算放大器之外的整個回路。在這里最值得注意的一點是，VSENSE，最遠到COMP電容器C6之前的響應，都是平坦的。由于采用電流模式控制，功率級的響應是平坦的，并且只有分流監視器響應在較高頻率時開始輕微降低相位。 圖3 仿真結果顯示出非常平穩的響應，此時整個回路主要由C6設定。 轉換器回路增益和帶寬的調節由C6單獨設定。較小的C6值會由于其較高的阻抗而增加增益，而較大的值會減小增益。應該將增益值設置得足夠低，以確保較好的穩定性,要避免將增益值推得過高。還有一些未包含在此模型中的其它二階效應，諸如斜坡補償，會在較高頻率時影響到增益和相位。 另外，這個模型提供了一個出色的一階逼近法，并且深入觀察了電流模式同步降壓LED穩壓器的回路增益。 |
