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新型電力電子器件IGBT 作為功率變換器的核心器件，其驅動和保護電路對變換器的可靠運行至關重要。集成驅動是一個具有完整功能的獨立驅動板，具有安裝方便、驅動高效、保護可靠等優點，是目前大、中功率IGBT 驅動和保護的最佳方式。 集成驅動一般包括板上DC-DC 隔離電源、PWM 信號隔離、功率放大、故障保護等4 個功能電路，各功能電路之間互相配合，完成IGBT 的驅動及保護。輸入電源為板上原邊各功能電路提供電源，兩路DC -DC 隔離電源輸出分別驅動上、下半橋開關管，同時為IGBT 側故障檢測和保護電路提供電源，因此集成驅動板上電源是所有電路工作的前提和基礎。 文中的半橋IGBT 集成驅動板需要兩組隔離的正負電壓輸出，作為IGBT 的驅動及保護電路電源。由IGBT 的驅動特點可知，其負載特性類似于容性負載，要達到可靠、快速的開通或關斷，就要求電源具有很好拉/灌電流能力，即良好的動態特性。半橋IGBT由上、下兩路開關管組成，型號相同，導通、關斷的驅動電壓、電流特性一致，作為雙路隔離DC-DC 電源的負載，其負載特性是穩定的。因此可以設計兩路隔離電源，按照所要驅動的最大負載設計，不需要進行反饋控制。實際設計時必須依據選用的IGBT 開關管參數和工作頻率，核算驅動板電源功率是否滿足，若不滿足，則需重新選用開關管。 1 IGBT 半橋集成驅動板電源設計 1. 1 IGBT 半橋集成驅動板電源特點 電力電子變換拓撲中，以半橋IGBT 為基本單元進行的拓撲設計最為廣泛，相應地對其有效驅動和可靠保護由半橋IGBT 集成驅動板實現。半橋IGBT集成驅動板自身必須具備兩路DC-DC 隔離電源，該電源要求占用PCB 面積小、體積緊湊、可靠性高，并且兩組電源副邊完全隔離。在大功率半橋IGBT集成驅動單元的項目中，針對驅動單元需要高效、可靠的隔離電源，設計了一種電源變壓器原邊控制拓撲，即兩組隔離電源變壓器原邊共用一組全橋控制的思路，提高了電源功率密度和效率，節省了功率開關數量。全橋開關管巧妙搭配，無需隔離驅動，減少了占用集成驅動板上的PCB 面積。 由于上下半橋的兩個單元IGBT 性能參數一致、同體封裝，對半橋IGBT 集成驅動板上兩路驅動表現出的負載特性完全一致，因此在IGBT 半橋集成驅動板的電源設計中，兩組隔離的DC-DC 電源原邊完全可以共用一組控制電路。IGBT 半橋集成驅動板一般鑲嵌在IGBT 功率模塊上，它對驅動板要求有兩個： 第一是半橋集成驅動板對PCB 面積、體積要求很高，要求盡可能小的PCB 面積和體積; 第二因為驅動IGBT需要的功率較大，對板上電源的功率密度、效率要求也較高。 1. 2 原邊共用全橋控制的DC-DC 電源設計 設計采用全橋電路控制DC-DC 電源變壓器，兩個變壓器原邊共用一個全橋開關。正常模式下兩個全橋變換拓撲需要兩組全橋開關，同時全橋開關的脈沖驅動電路也為兩組共8 路PWM 脈沖。采用共用全橋拓撲節省了控制電路和全橋開關，簡化了DC-DC 隔離電源電路。由于該電源是給半橋IGBT 驅動電路供電，負載穩定且可計算，因此全橋DC-DC 電源采用開環控制，滿足最大功率需求即可。電路原理如圖1所示，該電源由4 部分組成： 4 路PWM 脈沖產生電路、全橋驅動開關、電源變壓器及其副邊整流濾波電路。DC-DC 電源輸入為單+ 15 V 電源，輸出為兩組隔離的+ 15 V 和- 10 V 雙電源，采用負電源是為可靠地關斷IGBT. 圖1 原邊共用全橋的DC-DC 原理圖 共用全橋開關的兩組DC-DC 隔離電源工作原理為： 對角的開關管同時開通，另外一組對角已經關斷，此時兩組磁芯原邊同時正反相激磁，副邊耦合，再進行全波整流濾波后得到穩定的電源。設計全橋開關工作頻率為360 kHz，同時采用全波整流，因此副邊不需要很大的濾波、儲能元件，有利于實現DC -DC 電源小型化。 全橋DC-DC 電源參數為： 輸入+ 15 V; 輸出+ 15 V、-10 V; 輸出功率6 W; 工作頻率360 kHz。要求額定負載下動態特性滿足： + 15 V 波動《+ 1 V; - 10 V 波動《 - 2 V; 工作頻率滿足5%的偏差容限。其中工作頻率由施密特觸發器CD40106 參數及RC 數值決定。具體參數為： R = 2. 2 kΩ; C =748 pF; VDD = 15 V; V T + = 8. 8 V; V T - = 5. 8 V.根據式( 1) 計算出振蕩頻率為748. 792 kHz，因為設計中多諧振蕩器輸出對2 路RC 充放電，充電電容容量增大一倍，因此振蕩頻率為上述計算頻率的1 /2，即374. 396 kHz。 1. 2. 1 原邊共用全橋控制的4 路PWM 信號產生 傳統的全橋DC-DC 拓撲由4 只相同的開關管組成，需要2 路互反的PWM 控制信號，每路PWM 信號驅動對角的2 只開關管，2 路PWM 信號要求有死區，避免全橋直通。全橋拓撲的上橋臂驅動必須隔離，否則無法完成正確驅動，隔離電路一般采用光耦或磁性器件實現，電路復雜、體積大。設計采用2 個電源變壓器原邊繞組共用一個全橋開關，由于系統為+ 15 V單電源輸入，因此全橋開關采用2 片內含PMOS 和NMOS 的SI4532ADY 實現，此時PWM 驅動脈沖無需隔離，即不用將全橋的上下臂驅動脈沖進行隔離，使用振蕩電路的邏輯門進行驅動，簡化了控制電路，同時該全橋開關為小體積的SO - 8 封裝，實現了最小PCB 設計。據此原理設計全橋開關需要4 路PWM 脈沖驅動，分為2 組，每組內互反，驅動對角的PMOS 和NMOS 開關，2 組之間帶有死區，具體的4 路驅動脈沖時序要求如圖2 所示。G11、G2、G22、G1為4路PWM 驅動，T1、T11為兩個DC-DC 電源變壓器，此處只畫出了原邊繞組，C 為隔直電容，能夠有效地防止變壓器磁芯飽和�？梢钥吹�，對角的開關同時導通，兩組對角交替開關，兩個變壓器磁芯工作在Ⅰ、Ⅲ工作象限，雙向勵磁，有利于實現高功率密度。 采用上述設計，4 路PWM 時序必須嚴格按照圖2所示產生。一般PWM 驅動產生方法用MCU、DSP 或專用IC 產生，難以實現低成本和緊湊設計。文中對通用多諧振蕩器電路進行改進，分別增加兩個二極管、電阻及電容，即可輸出滿足上述要求的4 路PWM 驅動信號，簡化了電源設計，提高了可靠性。 圖2 DC-DC 全橋控制原理 1. 2. 2 DC-DC 電源變壓器的選擇及設計 系統電源采用全橋驅動，磁芯工作在Ⅰ、Ⅲ象限，驅動上要能夠防止磁芯飽和，同時要求效率高、體積小�；谏鲜隹紤]，選用環形磁芯T10 × 6 × 5，材質為PC40，環形磁芯漏磁小、效率高。具體參數為： μi = 2 400，Ae = 9. 8 mm2，Aw = 28. 2 mm2，J =2A / mm2.系統工作狀態為： ηB = 90%，Km = 0. 1，fs = 366 kHz，Bm = 2 000 GS，根據PO = Ae × Aw × 2 ×fs × Bm × J × ηB × Km × 10 - 6 得出PO = 9. 8 × 10 - 2 ×28. 2 × 10 - 2 × 2 × 366 × 103 × 2 000 × 2 × 0. 9 × 0. 1 ×10 - 6 = 7. 3 W，理論計算表明，所選磁芯滿足設計的功率要求。 變壓器匝數設計是根據式( 2) 和式( 3) 計算，其中μi為輸入電壓最小值，ΔVce為額定電流下全橋回路開關管壓降，Dmax = 0. 48; μo為輸出電壓額定值;ΔVd為輸出額定電流下全波整流二極管壓降。理論計算原副邊匝數為： 原邊Np = 4. 6 匝，副邊Ns1 = 5. 8匝，Ns2 = 3. 9 匝。 實際調試結果為： 原邊p =6 匝，副邊Ns1 = 8 匝，Ns2 =5 匝。 1. 3 帶死區的4 路互補PWM 信號仿真 兩路DC-DC 電源變壓器原邊共用全橋拓撲，全橋電路的4 路PWM 信號是在多諧振蕩器電路的基礎上添加幾個無源器件生成的，并且產生的兩組驅動信號帶有死區，能夠有效防止全橋開關器件直通。電路的工作原理是： 對通用多諧振蕩器輸出加以改進，使其充放電電容容量不同，產生2 路充放電曲線略有差異的波形，這個差異就會在兩組PWM 波之間產生死區，再分別經過同相器和反相器，即可產生4 路滿足驅動要求的PWM 脈沖。 4 路PWM 生成電路的Saber 仿真原理圖及仿真結果如圖3( a) 和圖3( b) 所示。由仿真結果可以看出，4 路PWM 脈沖能夠滿足共用全橋拓撲的控制要求。 圖3 Saber 仿真原理結果圖 2 實驗結果 圖4( a) 所示為實際全橋DC-DC 電源變壓器原邊及副邊繞組帶載波形，其中CH1為原邊線圈兩端電壓，CH2為副邊線圈正電壓。由于器件分散性，實際測試DC-DC 電源工作頻率為366 kHz，頻率偏差為3. 8%，滿足設計要求。圖4( b) 所示為動態加載輸出波形，其中CH1為輸出正電壓，CH2為輸出負電壓。測試時負載為35 Ω/10 W，可以看到突加突卸額定負載時輸出正電壓較平穩，波動《 1 V，滿足設計要求; 負電壓稍有波動，考慮到IGBT 負壓是用來維持關斷狀態，負壓在- 5 ~ - 15 V 即可，因此滿足半橋集成驅動電源的要求。 圖4 電源變壓器繞組帶載波形及動態加載輸出波形圖 3 結束語 針對綠色能源設計需求，結合集成驅動板具體使用條件，實現了DC-DC 隔離電源高效、可靠設計，并且易于和IGBT 模塊集成，易于安裝。該電路以兩組磁芯原邊繞組共用高頻全橋開關的DC-DC 隔離電源; 生成4 路無需隔離的全橋脈沖信號，實現了高功率密度的板上電源的緊湊設計。仿真和實驗結果表明，該電源電路簡潔、高效、可靠，達到了預期目的。 |
