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提出了一種適用于鋰電池的電流監測電路，通過在鋰電池供電環路引入靈敏電阻對電流進行采樣，并使用時鐘控制開關電容運算放大器和高速比較器，實現從模擬信號到數字信號的轉換。在處理器中進行精確電流量的運算，能對過流、短路電流進行保護，也能用于精確計算電池阻抗、電量等相關參數。電路基于0.18 m CMOS工藝，電源電壓為2.5 V。對所設計電路進行了仿真驗證。結果表明，該電路在- 40℃～+125℃應用環境溫度范圍內能夠實現對電流的采樣和編碼功能，并且能對充放電動作進行判斷。 鋰電池作為新型清潔、可再生的二次能源，需精確監測其電流、電壓及溫度等參數，并做好相應的保護電路。對于手持設備而言，更需要追求高精度、低功耗，從而降低對鋰電池的“過度”使用，延長使用壽命。 本文設計的電路在鋰電池供電環路中引入靈敏電阻對電流進行監測，給系統提供充放電提示，同時可用于電量計算以及保護控制。 本文將詳細闡述電流監測系統原理以及內部電路結構，并給出H-spice仿真結果及相關結論。 1 本文所設計的電流監測電路 模/數轉換器(ADC)由采樣、量化和編碼構成。本文設計的鋰電池電流監測系統框圖如圖1所示。其中，電容和AMP放大器組成開關電容采樣電路，C0MP高速比較器對數據進行量化，處理器對電路進行數字邏輯控制及編碼。偏置電路提供AMP放大器自啟動支路并產生Vbe1和Vbe4。時鐘模塊控制系統開關，包括LII、LI2、LI5、LI6、LI38。處理器輸出數字信號Logic Control改變量化電容。 圖1 鋰電池電流監測系統框圖 1.1 開關電容采樣電路 如圖2所示，通過V+和V-間的靈敏電阻進行采樣；。Vbe1和Vbe4是由BE結產生的電壓基準；C3容值用n(2的倍數)表示(C為單位電容值，C1=C2=1C，C3=C4=nC，C5=8C)；時鐘控制為高時開關導通，為低時開關斷開。采樣電路的5個狀態如圖3所示。 (1)LIl、LI2、LI38、LI5、LI6=10101，VA=Vbe1， VB=Vbe1，VC1=0，VC2=Vbe1 - Vbe4 ，VC3=Vbe1 - V+，VC4=Vbe1 - V-，VC5=0，VOUT為： VOUT = VB = Vbe1 (1) (2)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=10001，開關切換后狀態2保持狀態1，則VOUT = Vbe1。 (3)LI1、LI2、LI38、LI5、LI=00000，開關全斷開，保持上一狀態， VOUT = Vbe1。 (4)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=01010，V+、 V-切換，Vbe1、Vbe4也切換。根據C1、C3電荷守恒定律得： 由運放特性可知VB =VA 。已知 VA、VB 可以得到VC1 = VA - Vbe4, VC2 = VB - Vbe1, VC3 = VA - V-, VC4 = VB - V+, VC5 = VB - VOUT, 依據C2、 、C5電荷守恒定律得： 其中， V- - V+的正負由互不交疊時鐘LI1、LI2控制，當LI1在狀態l為高時， V- - V+取正； 當LI1在狀態1為低時，V- - V+取負。每隔一定周期控制LI1、LI2切換，V+、V-的接法可用于實時監測電池充放電狀態。根據式(3)和圖1可知，VOUT與Vbe1通過比較器比較將產生△V 的差值，這時改變采樣并聯電容n的值可調節△V ，起到量化作用。 (5)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=00000，所有開關斷開， oUr保持上一狀態。 1.2 AMP放大器電路 AMP放大器電路如圖4所示，主要包括：(1)自偏置電路，由MPI3～MPI9、QPI1和QPI4組成；(2)兩級運放，包括MPI26、MPI27組成的全差分放大器、MNI25共源放大器和MNI24、CIl5組成的米勒補償。其中，LI12與LI17為差分輸入；LI26為復位信號；H模塊為數字上電電路；Vbe1與Vbe4為基準輸出；LI22為運算輸出端。 圖4 AMP放大器電路圖 自偏置電路有使能信號，若工作異常可直接關斷電路。當LI26為低時，MPI9關斷，MPI5和MPI6導通，電路正常工作，MPI4、MPI6和MPI8構成啟動支路，則： VCC≥2 VMPgs +Vbe (4) 其中，VMPgs是PMOS的Vth，Vbe是二極管開啟電壓。只要VCC滿足式(4)，電路就能正常啟動。但在設計中需考慮襯偏效應對閾值的影響，VCC比計算值略高。QPI1和QPI4發射極面積比為1：4，由此可得Vbe1與Vbe4差值為VTln4。當LI26為高時，MPI9導通，MPI5和MPI6關斷，電路被關斷。 AMP放大器帶有米勒補償，交流小信號等效電路圖如圖5所示。其中，gm1、gm2 分別為第一級和第二級跨導。增益表示為： 圖5 AMP放大器交流小信號等效圖 其中，Rout1、Rout2分別為第一級和第二級的輸出電阻，且Rout1是Rds_MPI27、Rds_MNI26的并聯，Rout2是Rds_MPI11、Rds_MNI25的并聯，C1為等效負載電容。為了使系統穩定，需對整個環路的零極點進行分析： 其中，CI15為米勒電容，C1為VOUT1。節點等效電容，Rz為MNI24等效電阻(即調零電阻)。由式(9)可知，調節Rz和CI15可實現系統穩定。 1.3 COMP高速比較器電路 如圖6所示， 電路由MN1～MN6和MP1～MP4組成。IN1與IN2為輸入端；OUT1與OUT2為輸出端；LG99由數字時鐘控制，實現復位功能。 圖6 COMP高速比較器電路 電路采用正反饋技術，速度得到大大提高。當LG99為低時，MP3、MP4導通，MN5、MN6關斷電路，OUT1、OUT2抬高，后端觸發器處于保持狀態。而LG99為高時，MP3、MP4關斷，MN5、MN6導通。此時若IN1大于IN2，則V 減小，使OUT1減小；OUT1作用于MP2與MN2，使OUT2被抬高；而OUT2作用于MP1與MN1，使OUT1被拉低，形成正反饋。反之亦然，只要IN1與IN2之間存在壓差都會在輸出上快速響應。 2 仿真結果與分析 本文采用0.18μm CMOS工藝，使用H-spice對數字時鐘、AMP運算放大器、偏置電路和高速比較器進行了仿真驗證。 圖7為AMP放大器交流小信號仿真數據，其中復位信號LI26為低，在LI12上加入AC=1的交流小信號。對-40℃ 、25 ℃、125 ℃ 3種溫度進行AC掃描，可知：(1)當增益降為O時，相位裕度仍保持90?以上；(2)在不同溫度下，增益與相位裕度受影響不大，系統處于穩定態。 圖7 不同溫度下放大器增益與相位裕度曲線 圖8為COMP高速比較器靜態工作點仿真數據，其中LG99為復位信號，IN1為1.200 V，對IN2在1.200 V～1.210 V范圍進行瞬態掃描。若IN1=IN2，則輸出應高于數字觸發電平，以保證時序的正確性。仿真后可知：(1)電路存在失調電壓，IN2增加時，有少量輸出與數字邏輯不符；(2)輸入相等時，輸出靜態工作點為1.5 V，能保證后端觸發器保持；(3)輸入差值不大于5 mV就能很快將輸出置高或置低。 圖8 高速比較器靜態工作點仿真曲線 圖9為采樣電路整仿數據，SRP、SRN為鋰電池電流采樣端，典型差值范圍為-125 mV～125 mV；LI22是運放輸出。輸入差值從125mV變化到5mV再跳變到-125mV，采樣端電壓變化所對應的輸出會依據信號的大小進行量化，且通過輸出的高低來判斷工作在充電還是放電狀態。但切換開關瞬間可能產生時鐘饋通效應，該電路增大了運放輸入端的寄生電容，有效減小了頻繁切換開關對輸出的影響。 圖9 采樣電路整仿曲線 采樣電路整體仿真并不完整，當SRP與SRN的差值實時變化時，采樣電路跟隨變化的能力如圖10所示。固定SRN 的電壓為0V，在SRP上加入正弦波信號進行掃描，從圖中可知放大器輸出會跟隨SRP的變化而變化，采樣的分辨率能夠達到要求。 本文設計了一種適用于鋰電池的電流監測電路，能精確監測電流及充放電狀態。這些信息可用于控制保護電路的啟動，且能用于精確計算電池阻抗、電量等參數。電路添加了使能控制，當工作異常時可關斷電路。并且通過偏置的設置可調節MPI3、MPI4、MPI7、MPI8管（如圖4所示)的寬長比，從而獲得更低功耗，提高電池使用壽命。 圖10 采樣電路跟隨功能仿真曲線 |
