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[第一部分開始對接地有了初步了解：何時考慮接地，機箱材料如何影響接地，以及接地環路問題] 1.1.5 電源返回路徑 從圖1.2可以看出，輸出電源0V連線(0V(B))是與0V(A)分開的，只在電源本身上有鏈接。如果比方說因為走線經濟方面的原因，你沒有按照這個操作，而是在PCB3和PCB2處將0V軌接在一起，如圖1.6所示，將會發生什么情況呢？ 圖1.2 典型的單元內部走線機制。 圖1.6：公共電源返回路徑。 來自PSUB/PCB3和PSUA/PCB2的電源返回電流I0V現在共享相同長度的導線(或單塊PCB系統中的走線)。這根導線顯著具有某個非零的阻抗，比如出于直流目的其值為RS。在原始電路中，這根導線只承載I0V(2)，因此上面產生的電壓是： VS = RS × I0V(2) 但在經濟型電路中， VS = RS × (I0V(2) + I0V(3)) 這個電壓與連接兩塊電路板的電源電壓串聯在一起，因此要從電源電壓中減去這個值。將一些典型數值代入公式， VB+為24 V 時，I0V(3) = 1.2 A，因為它是一個大功率輸出電路板； VA+為3.3 V 時，I0V(2) = 50 mA，因為它是一個微處理器板，上面有一些CMOS邏輯： 現在假設，因為多種原因，電源與電路板有一定的距離，你只能用2米長的7/0.2mm設備導線連接，這根導線在室溫下的電阻約為0.2Ω。那么電壓VS將是： VS = 0.2 × (1.2 + 0.05) = 0.25 V 在慮及供電電壓容差和其它壓降之前，上述導線將使PCB2上的電源電壓下降到3.05V，低于3.3V邏輯電路工作的下限。一種錯誤的導線連接將使你的電路工作岌岌可危！當然，也要從24V電源中減去0.25V，但這個電源減小約1%基本上不會影響到正常工作。 【系列文章】 第一部分：[ 電路設計師指導手冊(1)：接地與布線] 第三部分：[電路設計師指導手冊(3)：板間互連、星形接地及屏蔽] 第四部分：[電路設計師指導手冊(4)：安全地以及電線/電纜] 第五部分：[電路設計師指導手冊(5)：射頻電纜、雙絞線與串擾] 不斷改變的負載 如果PCB3上的1.2A負載在變化——比方說幾個大電流繼電器可能在不同時間切換，從全關到全開——那么PCB2上的VS壓降也會發生變化。這種情況通常比靜態壓降要糟糕，因為它會在0V線上引入噪聲，最終造成的后果包括：處理器工作不可靠，設置的電壓閾值發生變化，以及奇怪的反饋效應，比如繼電器的顫動，或者在音頻電路中產生低頻“次聲頻”振蕩。 為了進行比較，將相同的數字應用于圖1.2，并且采用分開的0V返回線。現在有兩個壓降需要考慮：針對3.3V電源的VS(A)和針對24V電源的VS(B)。VS(B)是1.2A乘上0.2Ω的值，與前面算的值(0.24V)相同，但只從24V電源中減掉。現在VS(A)是50mA乘以0.2Ω，或10mV，對于PCB2的3.3V電源來說壓降幾乎是0V，可以忽略。規則是：每次都要把電源返回路徑分開來，以便每個電源的負載電流在分開的導體中流動(圖1.7)。 圖1.7 連接電源返回路徑的方式。 值得注意的是，當不同電源具有不同的0V線(如圖1.2)中所示)時，這個規則最容易滿足。但是，如果使用公共的0V線，上述規則也應該滿足，如上圖所示。為求內心的平靜，對布線的額外付出總是值得的。 【系列文章】 第一部分：[ 電路設計師指導手冊(1)：接地與布線] 第三部分：[電路設計師指導手冊(3)：板間互連、星形接地及屏蔽] 第四部分：[電路設計師指導手冊(4)：安全地以及電線/電纜] 第五部分：[電路設計師指導手冊(5)：射頻電纜、雙絞線與串擾] 電源軌饋線 上述規則同樣適用于電源軌饋線及其返回路徑，事實上當電流要在多個電路之間共享時任何連接都要滿足這個規則。比方說PCB3上的大功率負載也從+5V電源VA+得到供電，那么更好的連接方法是兩個分開的饋電線(圖1.8)。 圖1.8:分開的電源軌饋線。 這樣的理由與0V返回路徑是相同的：當采用單根供電線時，會出現與供電電壓串聯的公共壓降，這次這個壓降是注入電源軌而不是0V軌。故障癥狀也是相似的。 當然，上述例子多少是有些人為的，因為為了得到期望的電流通常要使用尺寸更加合適的導線。在長導線中流經大電流要求低的電阻，因此要求使用厚的導體。如果你預測有顯著的壓降，那么你就得勞煩計算在給定線徑、長度和電流條件下的壓降值。第24頁上的表1.3給出了普通導線的電流承載能力供參考。前面這個例子的要點是，壓降具有當你不希望見到它們時突然出現的習慣。 表1.3 導體阻抗 需要注意的是，在前面的例子以及后面幾頁的例子中，為了簡單起見，都假設導線阻抗是純電阻。事實上，實際的導線既有電阻也有電感，當導線承載交流信號時電感就會起使用，并且隨著信號頻率的增加電感效應愈加明顯。 一米長的16/0.2規格設備導線具有38mΩ的電阻和1.5μH的自感量。在流經4A直流電流時，這段導線上的壓降為152mV。而變化率為4 A/μs的交流電流將在上面產生6V的電壓。注意這個差別是很大的！后面對導線類型的討論包含了詳細的電感方面內容。 【系列文章】 第一部分：[ 電路設計師指導手冊(1)：接地與布線] 第三部分：[電路設計師指導手冊(3)：板間互連、星形接地及屏蔽] 第四部分：[電路設計師指導手冊(4)：安全地以及電線/電纜] 第五部分：[電路設計師指導手冊(5)：射頻電纜、雙絞線與串擾] 1.1.6 輸入信號地 圖1.2顯示輸入信號被直接連線到了PCB1，沒有在PCB外面接地。為了在此基礎上作進一步擴展，兩線單端輸入連接的優選方案是將接地回路直接接到輸入放大器的參考點，如圖1.9(a)所示。 圖1.9:輸入信號接地。 找到單端輸入上的參考點通常并不容易：輸入電壓必須在這個點上生成，以便放大器增益單獨作用于這個點。這樣，通過公共阻抗的方式就不會引入與有害信號串接在一起的額外信號。在圖1.9的不良輸入布線例子中，從(b)到(d)情況越來越糟糕，阻抗X-X將成為一個有害的輸入信號源，因為除了輸入電流外，還有其它電流在上面流動。 連接到PCB上其它地方的0V 對印刷電路版圖控制的不充分是導致方案(b)的最常見理由，特別是如果使用了自動布線版圖軟件的時候。大多數CAD版圖軟件都假設0V軌是一個單節點，能夠在走線的任何點連接0V軌。為了克服這個問題，要么將輸入返回點規定為獨立的節點，然后在以后連接，要么根據要求對最終版圖進行編輯。人工設計版圖也會犯完全相同的錯誤，雖然在這種情況下導致錯誤的原因是設計師和版圖起草人之間缺少溝通。 連接到裝置內的0V 方案(c)也經常遇到，這種情況經常發生在輸入連接器的一個極點自然地與金屬外殼接觸，比如使用標準BNC同軸連接器時發生的情況，或者由于節省連接器的原因，在分布于多塊電路板的多個輸入、輸出或控制信號之間共享公共地導體之時。如果是敏感性高的輸入信號，那么后者是錯誤的節約了。如果你必須使用BNC類型的連接器，你可以選用帶絕緣墊圈的版本，或者將它安裝在金屬外殼孔洞中的絕緣子面板上。 還有種偶然的情況，那就是將同軸線從未絕緣的BNC插座經內部連接到PCB，而同軸外殼與BNC外殼及PCB 0V連接在一起，這時會引入地環路(見1.1.4小節)，除非這是走地電流的唯一路徑。但在射頻頻率時，這種效應會由于同軸電纜能夠集中信號并在電纜內返回電流而解決，因此地環路只是低頻時會出現的問題。 外部地連接 盡管方案(d)是可以想像的最可怕的輸入接地方式，但不幸的是并不少見。現在，不僅裝置內部的噪聲信號會耦合進信號路徑，而且所有方式的外部地噪聲都包含在內。局部地電位差高達50Vat的工頻會存在于特別糟糕的地方，比如發電站，而幾伏的電位差較為常見。 使用這種版圖的唯一可以想到的理由是，輸入信號已經被固定連接到裝置外部的遠程地。如果確實是這種情況，最好是使用圖1.9(e)中的差分放大器，對低電平信號來說這通常是唯一可行的解決方案，而且對單端信號來說是正確方法的合理演進(a)。如果由于某種原因你無法接受來自輸入信號的地返回連接，那么你將遭受到地注入噪聲。 如果目標輸入信號的幅度比地注入干擾高好幾個數量級，那么圖1.9(b)到(d)所示的所有方案都將完美工作，而這是經常發生的情況，也是它們最早成為習慣做法的原因。如果具有很好的實用性采納理由(比如連接器或走線成本限制)，而且你能肯定干擾電平不是個問題，那么就這樣做吧。但你在確保現場不會發生問題之前，你需要確保所有可能的連接路徑都能受控。 【系列文章】 第一部分：[ 電路設計師指導手冊(1)：接地與布線] 第三部分：[電路設計師指導手冊(3)：板間互連、星形接地及屏蔽] 第四部分：[電路設計師指導手冊(4)：安全地以及電線/電纜] 第五部分：[電路設計師指導手冊(5)：射頻電纜、雙絞線與串擾] 1.1.7 輸出信號地 基于相反的理由，輸出信號也需要同樣的防范措施。輸入響應不利于外部干擾，而輸出是干擾之源。通常在電子電路中，輸入和輸出之間存在某種形式的功率放大，因此輸出將工作在比輸入更高的電流值，因此存在有害反饋的可能性。 輸出至輸入接地耦合的經典問題是，輸入和輸出在哪里共享公共阻抗，這與前面討論的電源軌公共阻抗是相同的方式。在這種情況下，輸出電流將經過與輸入信號返回連接相同的導體循環流動(圖1.10(a))。 圖1.10 輸出到輸入耦合。 可將一種剪裁后的反饋機制通過RS的方式插入這個電路。放大器端子處的輸入電壓應該是Vin，但實際值為： Vin' = Vin - (Iout × RS) 重新畫這個電路，將所有對象都以放大器接地端子為參考(圖1.10(b))可以看得更清楚。這個電路的增益計算公式是： Vout/Vin = A/(1 + [A × RS/(RL + RS)]) 這個公式表明，當[A × RS/(RL + RS)]這個項的值遠小于-1時，電路將發生振蕩。換句話說，對于反相放大器而言，負載阻抗與公共阻抗之比必須小于增益才能避免出現不穩定性。 即使電路保持穩定狀態，但由于RS引起的額外耦合也會影響期望的響應。同時要記住，上面的所有項都會隨頻率而改變，而且改變方式非常復雜，因此在高頻時的響應是不可預測的。注意，雖然這種現象存在于模擬系統方面(例如音頻放大器)，但只要是有輸入-輸出增益的任何系統都會受到同樣的影響。對于具有模擬輸入和數字輸出并且受控的數字系統來說這個理論同樣成立。 【系列文章】 第一部分：[ 電路設計師指導手冊(1)：接地與布線] 第三部分：[電路設計師指導手冊(3)：板間互連、星形接地及屏蔽] 第四部分：[電路設計師指導手冊(4)：安全地以及電線/電纜] 第五部分：[電路設計師指導手冊(5)：射頻電纜、雙絞線與串擾] 避免公共阻抗 更好的解決方案是通過仔細設計輸出和輸出接地版圖完全規避公共阻抗。我們已經討論了輸入接地，而輸出接地方案實際上是相似的：將輸出接地回路直接連到提供輸出電流的點，兩者之間再無其它連接(或至少沒有其它易感連接)。 正常情況下輸出電流來自電源，因此最好的解決方案是將返回路徑直接接回電源。這樣圖1.2中PCB3的版圖應該像圖1.11(a)中那樣給大電流輸出提供一個獨立的接地走線，或者大電流輸出端子應繞過PCB3直接返回電源(b)。 圖1.11 輸出信號返回路徑。 如果PCB3只包含對RS上產生的電壓不敏感的電路，那么第一種解決方案是可以接受的。關鍵點是要提前確定返回電流將流向何方，并確保它們不影響其余電路的工作。要做到這一點，必須分析理解任何公共連接的交流和直流阻抗、輸出電流的幅度和帶寬以及對可能受影響電路的易感性。 【系列文章】 第一部分：[ 電路設計師指導手冊(1)：接地與布線] 第三部分：[電路設計師指導手冊(3)：板間互連、星形接地及屏蔽] 第四部分：[電路設計師指導手冊(4)：安全地以及電線/電纜] 第五部分：[電路設計師指導手冊(5)：射頻電纜、雙絞線與串擾] |
