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摘要：本文介紹了雙管正激變換器的工作原理與FOM，并且論述了雙管正激變換器與PFC轉換器的對比、FOM和功率耗損。 1 雙管正激變換器 雙管正激變換器非常受150 W - 750 W ATX電源 / 銀盒的歡迎，還與零電壓開關 (ZVS) LLC拓撲存在競爭關系。它是一種硬開關拓撲且不在ZVS模式下工作。但正因為如此，它提供了沒有體二極管導通的優(yōu)點。MOSFET的輸入電壓是功率因數校正 (PFC) 變換器的輸出電壓，輸出功率 ≥ 65 W的任何電源都需要配備該(PFC)變換器。該(PFC)電壓的典型值為380 V - 400 V。在關斷期間，MOSFET會有來自泄漏感應能量的附加電壓尖鋒，盡管是經過快速恢復二極管箝位的。 基本工作如下：圖1a顯示了晶體管Q1和Q2，二者一起打開將能量從變壓器一次側傳送到二次側。在二次側，正向整流二極管導電，將能量傳送到輸出濾波器和負載。 當晶體管Q1和Q2關斷時，變壓器勵磁電流流經現在正向偏置的二極管D1和D2并流回電源，如圖1b所示。這兩個二極管持續(xù)導電，直至一次側的全部勵磁能量和儲存在漏電感中的能量返回輸入電源。因為二極管D1和D2負責箝制電壓尖峰于輸入電壓，所以無需緩沖電路。超出輸入電壓的任何過沖都需要以合適的電路布局加以管理，以最大限度減小雜散電感。在二次側，續(xù)流二極管如圖導電，將輸出感應器能量傳送給負載。 在一次側的關斷周期內，當其ON時間短于OFF時間(工作周期小于50%)時實現的變壓器復位。換言之，一次繞組本身充當復位繞組。OFF時間長于ON時間一定會復位變壓器。 2 雙管正激變換器與PFC轉換器的對比、FOM和功率損耗 圖2比較了雙管正激變換器與PFC前端轉換器在400 W中的功率損耗。雙開關正向轉換器中的MOSFET攜帶一半電流，并以兩倍頻率(通常為125 kHz對65 kHz )進行切換。由于這一頻率加倍，開關損耗成為整體品質因數 (FOM) 和功率損耗測量中的一個更主要因素。 為進一步加以說明，不妨考慮一個最大功率損耗為8 W的TO-220 / TO-220F器件。假設這是對PFC應用的最優(yōu)選擇。最優(yōu)是意思是導通損耗為額定功率下總損耗的40 % - 50 %。這也會是雙開關轉換器的最優(yōu)解嗎?答案當然不是。在雙開關拓撲中，Coss / Qoss和Qsw對總損耗的貢獻約為87%，其余為導通損耗。導電損耗與開關損耗之間這種不均衡對效率和成本非常不利。導通損耗小于單開關PFC轉換器情況的原因是，所使用的每個MOSFET具有單開關PFC電路的一半電流，同時以兩倍頻率進行切換。 任何開關電路都有兩種開關損耗。第一種由于接通和關斷期間發(fā)生的Vds x Ids交接而產生的損耗。這些損耗用所謂“Qsw”來衡量，它是Qgd和Qgs的組合，代表MOSFET的有效開關電荷。開關損耗是負載和開關頻率的函數。 第二種開關損耗與MOSFET輸出電容Coss的充放電有關。在ATX電源中，流行的雙開關正向轉換器緊跟具有約400 V輸入電壓。因此，輸出電容Cos開關損耗是總損耗的一大部分。器件的Coss / Qoss是一個非常重要的損耗，特別是在輕負載情況下開關損耗超過導電損耗。該損耗基本與負載和Qsw無關，在選擇合適MOSFET時需要連同Qsw一起予以考慮。與特定應用有關的基于損耗貢獻的FOM為： 導電損耗 (Rds(on)) + 開關損耗 (Qswitch) + 輸出損耗 (Qoss)。 高壓MOSFET的Coss隨著所施加的VDS的不同而有相當大的差異。該差異對高壓超結功率MOSFET(圖3a)比對平面式(圖3b)顯著更大。為說明輸出電容器的非線性，可用Poss = ? Co(er) x V2 x Fsw作為近似的損耗公式。(Co(er)是等效電容，它和Coss具有相同的損耗，而通常Coss包含于規(guī)格書中)。需要指出的是，與輸出電容相關的損耗(在任何高壓拓撲中都是總損耗公式的一個重要組成部分)在行業(yè)標準FOM= RDS(on) (typ) * Qg (typ) 中并未得到考慮。但它們對本分析中使用的與特定應用相關的FOM(用于器件選型)是必不可少的。 在牢記這個要求的情況下，我們提出了一個元件列表，其中元件將在典型工作條件下實現雙管正激變換器的最高效率，以確保實現最高效的設計。每個MOSFET都有小于總轉換器損耗的0.5%的目標損耗。因此對于400 W ATX電源，損耗不會超過每個器件2 W。表1說明了此類電源的假設工作條件。 由于提供許多封裝選項，所以表2列出了采用不同封裝的產品的推薦最大功率額定值。 |
