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這就是直流 - 直流電壓轉換器(“開關穩壓器”)的普及 - 由于其跨寬輸入和輸出電壓范圍內高效率 - 即芯片廠商都集中了大量的研究經費上擠壓了至關重要裝置為模塊的組件。這些模塊通常包括脈沖寬度調制(PWM)控制器，并在單個，緊湊的封裝的開關元件，緩和對工程師的設計工作。 然而，直到最近，已經證實難以包括能量存儲裝置(電感器)的封裝內。這就決定了工程師必須指定，源代碼和設計，在電感器外圍組件，增加了復雜和耗時的電路板空間。現在，新一代的高頻開關穩壓器，使使用更小的電感使設備可以安裝到組件供應商的包內。 本文簡要介紹了在開關穩壓器設計的電感器的移動來形容，在選擇電源模塊集成電感器的技術優勢和權衡之前的角色。 開關穩壓器的解剖 開關穩壓器使用一個開關元件(通常是一個或兩個金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET))和能量存儲裝置(一個電感)，以有效調節的輸入電壓到一個較低的(“巴克”)或更高( “升壓”)的輸出電壓。 電感器執行在開關調節器的基本作用。在降壓調節器，該晶體管被通電時，磁場在電感積聚，存儲能量。電感兩端的電壓降(即正比于晶體管的占空比)反對(或“蚊」)的輸入電壓的一部分。當晶體管關斷時，電感器反對通過經由二極管翻轉其電動勢(EMF)并提供給負載本身電流中的變化。 在升壓轉換器電流從輸入流時，晶體管被接通。此穿過電感器和晶體管，具有能量被存儲在電感器的磁場。沒有電流通過二極管和負載電流由在電容器中的電荷供給。然后，當晶體管截止時，電感反對在當前任何壓降通過反轉其電動勢，升壓電源電壓，電流，由于此升壓電壓，從源通過電感和二極管流向負載，以及再充電的電容器(圖1)。 電流的升壓轉換器圖片 圖1：有電流在升壓轉換器時，在晶體管(SW)被關斷。 在穩態條件下在降壓轉換器，在該電感器(IL)的平均電流等于輸出電流IOUT。由于電壓輸入是一個方波，電感電流不是恒定的，而是在一最大值和最小值之間波動與輸入電壓接通和關閉。的最大和最小(ΔIL)之間的差被稱為峰 - 峰值電感電流紋波(圖2)。 輸入電壓開關電感紋波圖片 圖2：輸入電壓開關引起監管機構的電感紋波電流。 反過來，電流脈動，結合輸出濾波電容器的等效串聯電阻(ESR)，使輸出電壓紋波周圍設置電壓(見技術專區文章“電容的選擇是關鍵良好穩壓器的設計”)。 電感器的選擇是在由電感電流的所需峰 - 峰值和開關頻率部分來確定。對于給定的工作頻率，一個較大的電感降低峰 - 峰電流(因為電流的斜坡上升及升降壓是較淺這樣的繞組)。然而，電感值成反比的開關頻率為等于峰 - 峰紋波電流。通過增加開關穩壓器的工作頻率，以更少的循環和/或用于線圈較細的電線，和一個較小的芯可以使用的電感器，減少了電感器的體積，由于這樣的事實，通過以高頻率操作所述電感器不具有存儲切換事件之間的能量[1](另見技術專區的文章“在完成一個基于模塊的電源解決方案的電感器的作用”)。 纖巧的電感器內主要半導體供應商都提供一個更寬范圍的，納入大部分的開關調節器的組件的成方便緊湊的封裝電源模塊。通常，這些模塊的PWM控制器和開關元件(多個)整合到硅器件離開設計者選擇無源元件的輸入和輸出濾波器，以滿足他們的應用程序的工作。然而，這些芯片不包括了電感器，因為，迄今為止，已證明不可能收縮，使得其成為一個硅特征的線圈。 例如，Intersil的ISL85415降壓型開關穩壓器集成了兩個MOSFET和PWM控制器在單一芯片上，但需要一個外部電感器。該電源模塊工作從3-36 V時的輸入電壓范圍，提供0.6-34 V電壓高達500 mA。開關頻率所用的范圍在300千赫茲到2MHz進行調整。 從一個電源模塊的電感器的排斥離開設計者指定合適的裝置為他或她的電源的挑戰。 (例如，上述的Intersil的裝置采用一個22μH外部電感在一個典型的應用電路。)雖然有豐富的供應商應用程序的筆記咨詢如何去的過程和一個范圍廣泛的適當的電感器的，這不是一個簡單的任務。例如，它可以是太容易指定顯示完美的工作，但在實踐中會導致開關調節落入不連續操作模式不會影響性能的裝置(見之間開關穩壓器的連續和不連續模式的技術展區文章“的差異以及它為什么重要“)。即使當選擇了合適的元件，工程師面臨著潛在的冗長環路補償過程，以確保開關調節器是在其工作帶寬穩定。 研究人員正在研究的方法的電感器添加到一個IC，但它被證明是艱難的，因為即使在高頻率下，相對大面積的硅的需要，以適應實現所需的金屬跡線之間的長度，匝數，厚度的數目，和空適當水平的電感。由于大面積的方式，制作電感器所需的硅鼓勵不需要的電感由于線圈和襯底之間的寄生效應的問題變得更加艱難。 一種解決方案，由科學家在加州大學伯克利分校，大學倡導使用絕緣納米復合磁性材料高達80%，以提高電感給定設備。可替代地，使用這些高電感的材料允許給定電感的線圈，以大幅收縮。高電感的材料也助推從千兆赫茲范圍內的工作頻率，以幾十千兆赫范圍 - 鼓勵更大的收縮。 盡管取得了這些進展，片式電感的商業化還有一段幾年的時間。盡管如此，設計人員擁有的臨時選項：封裝，既一個集成電路和電感器到單個設備中。這樣的包比傳統的電源模塊更大，但占用比功率模塊和離散電感器的電路板空間。此外，設計人員不面對選擇和設計，在合適的電感器供應商已經完成工作的麻煩。 Altera的Enpirion公司PowerSoC DC-DC轉換器系列是集成了電感器的電源模塊的一個很好的例子。所述EN23F2QI降壓調節器，例如，集成了MOSFET開關，小信號控制電路，補償，和電感器成12×13×3毫米QFN封裝(圖3)。 Enpirion公司PowerSoCs的圖像 圖3：Enpirion的PowerSoCs摻入完整開關穩壓器，包括電感器，在單一封裝中。 所述PowerSoC代表所需的輸入和輸出濾波的外部電阻器和電容器一個完整的開關穩壓溶液分開。該裝置工作在1 MHz的頻率，以降低電感器的尺寸，并可以以高達15所述的從一個4.5-13.2 V輸入提供0.75-3.3訴所述EN23F2Q1工作在約90%以3.3 V和6。圖4的輸出電流的效率示出調節器的示意圖。 Altera的Enpirion公司PowerSoC示意圖 圖4：Enpirion公司PowerSoC的示意圖。 德州儀器(TI)還提供了一個集成的電源解決方案，TPS84A20。該產品結合了功率MOSFET，電感器和無源器件在低輪廓，QFN封裝創建10開關穩壓器。 TI解釋說，解決方案消除了兩個電感器的選擇和環路補償過程。 的10×10×4.3毫米QFN封裝是權利實現大于95%的效率。該器件工作在2.9??5-17 V輸入，以高達10 A.供應0.6-5.5 V 了解權衡同時集成電感功率模塊是節省空間的解決方案中，設計工程師應當為不可避免的權衡來制備。 一個主要的缺點是效率損失。為了縮小電感鞋拔子器件放入包中，該裝置具有較高的頻率來操作。較高的開關頻率將導致更大的功率損失，需要更多的電路板空間或散熱器消散多余的熱量和??/或有限的功率輸出。開關損耗以更大的頻率，由于每單位時間的恒定能量切換事件的大量增加。對于同類器件的效率成本大約是百分之一的頻率每個100 kHz的增長(盡管一些最新的開關穩壓器已通過在制造過程中采用最新的工藝技術削減該效率成本)。 一個集成的電感器的另一缺點源于以下事實：這些微小的電感器不使用的固體核心(和隨后描述為“空芯”，圖5)。芯的類型有多少能量的給定電感可以存儲，因為它是由電感器既濃縮物和包含所述磁場的介質一個顯著效果 - ，其存儲能量 - 通過在繞組上的電壓產生的。 伍爾特電子空氣芯電感器的圖像 圖5：空芯電感在高頻比鐵芯裝置更有效。 (伍爾特電子提供) 繞組的數目的組合，音量和芯的類型上設置的磁場的存儲的強度，因此能量的上限。例如，具有低“磁阻”(類似于電路電阻)的芯可以支持相對高密度的磁場，而相同尺寸的芯具有高磁阻只能支持一個較低的密度磁場。 固體鐵芯具有低磁阻所以能夠儲存能量的合理數量，但達到的上限，由于??他們“飽和”快的事實。粉末狀鐵芯還具有低的磁阻并飽和相比難以固亞鐵芯，但是更昂貴。此外，這兩種類型的與工作頻率亞鐵芯變化的電感，和作為頻率爬升損失增加。 一個空心電感的電感不隨頻率變化，這是比鐵芯的設備更有效，尤其是在高頻率。這些設備還產生更少的失真，但空氣只支持一個低密度磁場所以與亞鐵核心為繞組和大小的給定數量的一個裝置相比儲能較差。這種弱點是通過在較高的頻率下操作處理到一定程度。 或許最大的權衡，在集成開關調節所使用的空芯電感是，電磁干擾(EMI)變成更大的問題，因為該芯沒有配備亞鐵鐵心的閉合磁場并且因此允許雜散輻射逸出。所述EMI挑戰是由于高頻操作進一步增加。一些制造商試圖減輕由嵌合屏蔽問題，但此增加了設備的成本，并增加其尺寸[2]。 最后一個折衷的集成電感器的開關穩壓器是電感的選擇可以被限制，限制的范圍為設計師來優化調節，以適應最終產品的操作參數。 創業設計 電感起著一個開關穩壓器的操作了關鍵作用，但其物理尺寸已經普遍防止融入否則完整的電源解決方案，以模塊化的形式從主流芯片供應商。這種缺乏電感整合使得開關電源的設計更復雜，特別是當相對于線性穩壓器。 然而，較高的頻率操作，并巧妙的設計使一些供應商開拓收縮電感，以便它可以與功率模塊的其余部分被集成到一個合理的緊湊的封裝。通過使用這些包，設計工程師能夠開發一個產品的電源時，以消除電感選擇過程和相關的環路補償。然而，容納電感器放入包中確實引入了一些取舍，包括效率降低，有限的選擇，和更大的EMI挑戰。 |
