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作者：Maxim Integrated 技術團隊主要成員Don Corey 引言 對于負責復雜電路板各個方面的工程師，針對特定的負載選用最合適的穩壓器，是一項令人困擾的工作。有多家供應商都提供非常好的穩壓器解決方案。但這并不能保證，針對你特定的應用，都有合適的穩壓器適合你。例如，為汽車應用設計的電源芯片，不一定都適合用在消費產品上。芯片處理能力的增強，電池可用時間的縮短，給便攜式產品的電源設計帶來了獨特的挑戰。當采用開關電源供電時，帶有敏感射頻電路和低噪聲模擬前端(AFE)的設備，給設計工程師帶來更大的挑戰。超聲設備需要處理的是從人體反射的微弱信號。為了控制開關電源諧波（帶來的干擾），開關電源需要同步在一個外部頻率。在較大電流應用中，效率往往是電路最重要的指標。最后，工程師需要針對具體應用，確定電源的關鍵指標，然后選取合適的穩壓器。 該介紹電源穩壓器的系列文章由三部分組成。本文為第一部分。在第一部分，我們首先簡單回顧負載率和負載特性的重要性。然后重點討論穩壓器的控制方法、類型、關鍵參數 和 補償方法。最后我們簡要介紹內部FET和與外部FET。在接下來的第二部分，我們將介紹除電壓模式(VM)和電流模式(CM)之外的其它控制方式，包括恒定導通時間控制、磁滯控制 和脈沖頻率調制(PFM)控制等。我們還會介紹如何針對具體的應用選取適合的穩壓器。在最后的第三部分，我們將介紹如何針對一個具體的應用， 選擇合適的穩壓器并進行電路仿真。 細節決定成敗 在為便攜式產品選擇穩壓器時，需要考慮負載率和負載特性這些重要的細節問題。負載率是指：用電設備工作的時間和待機（或消耗很小電流）的時間的比值。負載特性是指：正常工作時，負載電流是恒定的，還是在最小電流和最大滿載電流之間變化？ 工程師為什么需要考慮負載率和負載特性？讓我們進一步討論：設備的負載特性在我們選取穩壓器的靜態電流(IQ)時會很有用。比如，如果穩壓器大部分時間都滿負載工作，那么選用超低靜態電流IQ的穩壓器意義不大。在負載電流遠遠高于穩壓器的靜態電流時，完全沒有必要選取超低靜態電流的穩壓器。如果（設備的）負載率低，并且在待機或休眠時穩壓器允許被關斷，選取低關斷電流的穩壓器比較重要。如果（設備的）負載率低，但穩壓器需要一直供電，那么選取具有低靜態電流IQ的穩壓器比較重要。另外，正常工作時，如果穩壓器大部分時間為輕載，那么穩壓器的超低工作電流對于優化效率及延長電池工作時間非常重要。 選擇控制方式 穩壓器控制方式的選擇很重要。控制器有幾種不同的控制方式：需要優化輕載效率時，一般采用滯回或PFM控制方式。輸出噪聲要求較低時，需要采用脈寬調制(PWM)控制方式。PWM類型的穩壓器開關頻率固定，噪聲比較容易被濾除。而PFM類型的穩壓器在輕載時開關頻率較低，負載電流增大時開關頻率增高。 有些穩壓器提供兩種工作模式，工作模式可以在PWM和SKIP（跳脈沖）模式之間切換。在輕載時，SKIP模式相對于PWM模式，電源的整體效率得到改善。圖1為開關穩壓器MAX15035在SKIP模式下，典型的效率曲線。值得一提的是，MAX15035的典型工作電流為1.53mA。在便攜式應用中，如果負載率較低，負載電流又接近額定電流，則該開關穩壓器是比較理想的選擇。前提是：在待機時，穩壓器允許被關斷。如果在待機和休眠時，穩壓器要保持工作狀態，就需要采用低工作電流的降壓穩壓器。MAX1556降壓穩壓器在沒有開關切換時，典型電流只有16uA。如果穩壓器需要在系統開啟電源后一直處于工作狀態，MAX1556將是延長電池工作時間的更好選擇。 
圖1. MAX15053開關穩壓器(左)與MAX1556降壓型穩壓器(右)的效率比較。數據表明，MAX1556更適合待機模式下一直工作的電源。 待機電流對于便攜式應用非常重要。供應商網站上提供的參數搜索工具可以簡化穩壓器的選型(圖2)。通過選擇幾項關鍵參數，比如內部開關、最小輸入電壓、最大輸入電壓以及ICC (mA)，可以相對容易地在多個器件中，快速選擇出具體應用需要的穩壓器。在下面的選型工具中，我們設定了“最小輸入電壓”“最大輸入電壓”，選中了“內部開關”選項。設計工程師可拖動“ICC (mA)”滑塊到最下面。現在，選型工具幫我們篩選出最合適的兩款器件。
圖2. 利用參數檢索工具縮小選擇范圍。 電流控制模式和電壓控制模式 現在，我們花些時間討論一下不同的控制結構。 PWM開關穩壓器有兩種控制模式：電壓模式(VM)和電流模式(CM)。CM模式穩壓器把流經電感的電流作為反饋環路的一部分。PWM調制器的輸入信號為流經電感的電流和誤差放大器輸出的誤差信號。圖3所示為峰值CM模式穩壓器的簡化電路圖，其中峰值電感電流以及輸出電壓都是受控的。流過電感的電流被檢測出并送去跟Vc進行比較。Vc為誤差放大器的輸出。在CM控制模式下，為了避免在PWM信號占空比大于50%時產生次諧波振蕩，需要對電路進行斜率補償。
圖3. 電流模式(CM)控制。 自第一款開關穩壓器設計推出以來，電壓控制模式已經使用了很長時間。電壓控制模式只有一個電壓反饋通路；通過把誤差電壓信號與鋸齒波進行比較，得到PWM信號。圖4所示為基本配置。
圖4. 電壓模塊(VM)控制。 CM控制的優勢 接下來，我們簡單討論一下這兩種結構的優點和缺點，首先從CM結構開始。 為什么要采用電流模式？進一步觀察電流控制環路的響應，我們發現當控制FET導通時，通過RSENSE的電流經過電流檢測電路后變成電壓斜坡信號。電壓斜坡與電感中的斜坡電流成比例。經過斜率補償的電壓斜坡跟誤差放大器的輸出電壓進行比較。圖中的CONTROL FET將保持導通，直到這兩個電壓相等。當這兩個電壓相等時，圖中的CONTROL FET關閉。之后，通過固定頻率的時鐘信號CLK來置位RS觸發器，開始下一個開關周期，如圖3所示。這樣，流過CONTROL FET開關和電感的峰值電流，基本上由電壓控制環路決定。由于電感處在內部的電流控制環路內，CM控制模式消除了電感的極點和二階特征帶來的影響（這些影響在VM控制模式下是存在的）。因此，外部的電壓控制環路只存在單極點的輸出濾波器和負載電阻。可以把CM轉換器看成一個電流源。電路的輸出電容與并聯的負載阻抗構成了單極點電路。該電流源給該單極點電路提供電流并對其進行調節。這意味著，對CM模式穩壓器進行穩定補償，總體來說要比VM控制器容易得多。 下面，我們討論補償方法。圖5為兩種控制結構所采用的典型的補償網絡。左側為電壓模式補償4 (III型)電路，要求較復雜的補償網絡。右側為電流模式補償(II型)5電路，比較簡單，甚至可以不需要C2。
圖5. VM補償(左)與CM補償(右)的原理圖比較。CM補償中，可能不需要C2。 早期CM控制方法帶來的一個問題是：需要高精度的電流檢測2電路。該電路會引入少量的功率損耗。現在的集成電源方案采用內部的高邊FET的RDSON實現電流檢測，不需要外部電流檢測電阻。CM轉換器除了補償2網絡簡單的特點外，還有下述特點：出色的電源調整率、極佳的負載瞬態響應，可以實現逐周期限流（因為在每個開關周期都進行電流檢測。） 電源調整率定義為：輸入電壓變化引起的輸出電壓變化量。電源調整率跟控制至輸出傳遞函數的增益相關。由于CM結構的控制至輸出傳遞函數的增益與輸入電壓無關，所以電源調整率非常好。另外，對于CM結構的轉換器，單極點引入的相位/延遲較小。所以，相對于VM 結構的轉換器，峰值CM控制結構的轉換器具有更好的瞬態響應。查看VM結構的控制至輸出傳遞函數發現：輸入電壓會直接影響傳遞函數的增益。這導致電源調整率性能下降。現在的VM轉換器通過采用電壓前饋技術，根據輸入電壓改變鋸齒波信號的斜率，解決了這一問題。表1所示為兩種結構的優點/缺點2匯總。 既然CM有那么多優點，為什么還要用VM控制模式？這是因為CM設計要求兩個控制環路，并且電路復雜度比VM高。VM控制的穩壓器可能更具有價格優勢。從歷史角度看，在輸入電壓工作范圍較寬，尤其是在低輸入電壓/輕負載時，電流斜坡的斜率可能太低，以至于CM 控制器不能穩定工作。新出現的器件（如MAX17500–MAX17504系列高壓CM轉換器）已經大大改善了這一限制。 表1. VM控制與CM控制的比較匯總
什么是斜率補償？ 盡管現代大多數集成轉換器的斜率補償都是內置的，我們仍然很有必要對斜率補償做些了解。 假定降壓型轉換器工作在電流連續模式(CCM)。這意味著電感中的電流永遠不會下降至零。另外假定負載較重，PWM占空比為75%左右。在沒有斜率補償時，只有電流檢測電路輸出的斜坡信號加到PWM比較器。切換到輕載時，電流控制環路會過早地關斷控制FET開關。由于PWM占空比為75%，可供電感電流下降和磁芯復位的時間很短。負載上的電壓決定了電感電流的下降斜率。只要負載不對地短路，電感中的電流降至PWM比較器的下門限值就需要較長的時間。當下一周期開始時，由于電感中電流仍然太高，FET開關不能導通(或者以控制器允許的最小占空比短暫地導通)。如果電流非常高，下一周期由于同樣的原因，FET開關繼續保持關斷。 這會導致轉換器在PWM開關頻率的次諧波處發生振蕩。斜率補償在電流檢測波形上疊加內部時鐘信號，提供了在較短關斷時間內斜降至零的途徑。對于過流條件，仍然會有非常短的脈沖，但通過在電流檢測波形上疊加時鐘信號，解決了次諧波振蕩問題。 同步與異步整流 進一步觀察典型DC/DC轉換器的功率級，我們會發現有兩種類型的輸出級(圖6)。我們一般把同時具有高邊和低邊FET的轉換器稱為同步整流轉換器。DC/DC轉換器的控制電路會同步兩個FET的導通與關斷。同步措施優化和控制這兩個FET的死區時間，使它們不會同時導通。高邊FET在VOUT/VIN × 1/fsw導通，低邊FET在1 - VOUT/VIN × 1/fsw導通，其中fsw為轉換器的開關頻率。一般來說，異步轉換器在占空比較低時，可能滿足不了電路板對電源效率的要求，因為其導通損耗主要由I x VDIODE決定。同步整流轉換器對應的損耗為RDS(ON) x I功率損耗。 要針對具體應用來選取合適的同步整流的器件。例如，針對5V轉換為2.5V的應用，輸入耐壓額定值為14V的穩壓器可能不是最佳選擇。因為14V的調壓器是針對分布式12V電源總線(常見于電信和服務器應用)設計的。這類設計針對占空比小于10%、1V或更低的內核電壓應用進行優化，內部高邊FET的RDSON可能較高。 本例中，12V穩壓器的FET針對很低的占空比應用進行優化：低邊FET以導通損耗為主，針對RDSON進行優化；高邊FET以開關損耗為主，優化為具有較高RDSON但很小的柵極充電電流。將5V電壓轉換為2.5V時，PWM占空比為50%，最大額定值為6V的器件可能是更好的選擇。通常情況下，大多數為5V和12V系統設計的降壓型轉換器采用同步整流器輸出級。在24V及更高電壓的工業應用中，利用肖特基二級管代替低邊FET的異步整流級更常見。
圖6. 異步與同步控制的比較。 一些較新的器件（如前面提到的MAX17501–MAX17504）集成了高邊和低邊FET。這些器件最大輸入電壓額定值為60V，可以用在直流電壓總線為24V或更高電壓的工業應用中，以提高效率。 內部與外部FET的比較 沒有穩壓器是針對所有可能的電源電壓優化的。設計者針對特定的應用希望優化效率時，有時會選擇外接FET的DC/DC控制器。在大功率時，如果從12V變換出1V以下的電源電壓，FET的選擇至關重要。所以，當占空比較低時，選擇RDSON較高、柵電荷較低的高邊FET可優化總體效率。此外，對低邊FET，可能需要兩個或多個FET并聯使用，以降低傳導損耗，同時需要最大程度地降低低邊FET的開關損耗。文章末尾的參考6提供了選擇DC/DC控制器外部FET的標準，可作為入門參考。 總結 文章第一部分向讀者介紹了在選擇合適穩壓器時所做的折衷。對具體應用的了解對選擇最合適的穩壓器至關重要！理解了這些標準之后，即可選定控制模式。通過介紹電壓模式(VM)和電流模式(CM)控制之間的差異，我們幫助讀者選擇更適合于具體應用的結構。通過同步與異步整流的優缺點的簡要介紹，我們幫助讀者在性能與成本之間取得折衷——異步整流器件一般成本較低。最后，我們介紹了為什么選擇需要外部FET的控制器可能更有優勢。本文的讀者對象主要是電路板設計者，而非內部電源工程師，所以沒有引用大量的電源公式。 |
