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1. 初級端調節控制器及其運行模式 LED 驅動器的初級端調節 (PSR) 解決方案使得固態照明 (SSL) 產品符合國際法規（比如 Energy Star）。PSR 僅僅根據電源初級端的信息，精確控制輸出電流，不僅消除了輸出電流感測損耗，而且無需次級反饋電路。因此，允許在小尺寸改型燈具中使用驅動器電路以及滿足國際法規，而不會過多增加 SSL 應用的成本。Fairchild 的 FL7733 脈寬調制 (PWM) PSR 控制器有助于簡化設計從而滿足 SSL 要求，同時無需使用外部元件。FL7733 提供高精度輸出電流調節，以應對變壓器磁化電感、輸入和輸出電壓信息的改變，并提供強大的保護功能實現系統可靠性。 圖 1. 初級端調節反激式轉換器和關鍵波形 模式 I 在 MOSFET 導通期間 (tON)，輸入電壓 (VIN) 施加在變壓器的初級端電感 (Lm) 上。然后，MOSFET 的漏電流 (IDS) 從零線性增加至峰值 (IDS.PK)，如圖 1所示。在此期間，電能從輸入獲取并存儲在電感中。 模式 II MOSFET (Q) 關斷時，變壓器中存儲的電能迫使整流二極管 (D) 導通。當二極管導通時，輸出電壓 (VOUT) 和二極管正向壓降 (VF)施加到變壓器次級端電感，二極管電流 (ID) 從峰值 (IDS.PK·NP/NS) 線性減小至零。在電感電流放電時間 (tDIS) 結束時，變壓器中存儲的所有能量都被傳輸至輸出。 模式 III 當二極管電流達到零時，變壓器輔助繞組電壓開始因初級端電感 (Lm)與 MOSFET (Q) 上加載的有效電容之間的諧振而振蕩。 輸出電流可以通過峰值漏電流和電感電流放電時間估計，因為輸出電流與穩態下的二極管電流平均值相同。漏電流峰值由 CS 峰值電壓檢測器確定，而電感電流放電時間由 tDIS檢測器檢測。根據峰值漏電流、電感電流放電時間和工作開關周期信息，創新型 TRUECURRENT 計算模塊可估算輸出電流如下： (1) (2) 圖 2. DCM 控制 應該保證 DCM，以實現反激式拓撲中的高功率因數。為了在較寬的輸出電壓范圍內維持 DCM，在線性頻率控制中由輸出電壓線性調節開關頻率。輸出電壓由輔助繞組和連接至 VS 引腳的電阻分壓器檢測，如圖 2所示。當輸出電壓降低時，次級二極管導通時間增加，DCM 控制會延長開關周期，從而在較寬的輸出電壓范圍內保持 DCM 運行。 2. 具有較寬輸出電壓范圍的 LED 驅動器 2.2. 系統設計 本小節介紹基于FL7733的單級反激式 LED 驅動器的設計步驟。選擇了50 W 離線 LED 驅動器作為設計示例。設計指標如下： ● 輸入電壓范圍： 90 ~ 277 VAC、 50 ~ 60 Hz ● 標稱輸出電壓和電流： 50 V/1.0 A ● 工作輸出電壓： 12 V ~ 50 V ● 最低頻率： 88% ● 工作開關頻率： 65 kHz ● 最大占空比： 40% 初級匝數由法拉第定律確定。Np,min是由初級繞組兩端的最小線路輸入電壓峰值和最大導通時間固定。可避免磁芯飽和的變壓器初級端最小匝數可由下式給出： (3) 其中Ae為磁心橫截面積（以 mm2為單位），而 Bsat為飽和通量密度（以特斯拉為單位）。 (4) 根據等式(3)，初級到次級匝比由檢測電阻和輸出電流確定如下： (5) (6) (7) 由于飽和通量密度隨著溫度的升高而減小，如果變壓器用于封閉外殼內，應考慮高溫特性。 圖 3. 實現較寬輸出電壓范圍的 VS 電路 選擇 R1 和 R2的第一個考慮因素是將 VS設置為 2.7 V，以確保額定輸出功率下能夠以高頻率運行。第二個考慮因素是 VS 消隱。輸出電壓由輔助繞組和連接到 VS 引腳的電阻分壓器檢測。然而，在不包含 DC 母線電容器的單級反激式轉換器中，在低線路電壓下由于較小的 Lm 電流會引起 VS 電壓檢測錯誤，輔助繞組電壓無法箝位至反射的輸出電壓。在線路電壓過零點，頻率快速下降，可能導致 LED 燈閃爍。為了在整個正弦線路電壓范圍內維持恒定頻率，VS 消隱會通過檢測輔助繞組在低于特定線路電壓 VIN.bnk時禁用 VS 采樣。第三個考慮因素是 VS 電平，應該介于 0.6 V 與 3 V 之間，以避免在寬輸出應用中觸發 SLP 和 VS OVP。 由于 FL7733 的 VDD工作范圍是 8.75 ~ 23 V，如果輸出電壓低于 VOUT-UVLO (8.75×NS /NA)，應該通過觸發 UVLO 關斷 MOSFET開關。因此，應該在較寬的輸出電壓范圍內12 ~ 50不觸發 UVLO，從而提供合理的 VDD。通過添加外部繞組 NE和包含電壓調節器的 VDD電路，可以提供VDD。NE的設計應該確保以最低輸出電壓 (Vmin.OUT) 提供 VDD時，不會觸發 UVLO。外部繞組 NE可通過下式確定： (9) 其中，VCE.Q1是 Q1 的集電極-發射極飽和電壓，VF.D3是 D3 的正向電壓，VF.D1是最低輸出電壓下 D1的正向電壓。 (10) 其中，VIN.bnk是實現 VS 消隱的線路電壓電平，而IVS.bnk是實現 VS 消隱的電流電平。 (11) 2.2. 設計測試結果 為了展示本應用指南中所介紹設計步驟的有效性，構建并測試了設計示例中介紹的轉換器。圖 4顯示在整個線路和輸出電壓范圍內測得的 CC 容差。額定輸出電壓下通用線路上的 CC 低于 ±0.26 % 而整個線路和輸出電壓范圍 (12 V ~ 51 V) 內的總 CC 調節是 ±1.23%。圖 5和圖 6 顯示分別在各種負載條件下測得的 PF和 THD 性能。 圖 4. 整個輸入和輸出電壓范圍內的 CC 性能 圖 5. 根據負載條件變化的 PF 性能與輸入電壓 圖 6. 根據負載條件變化的 THD 性能與輸入電壓 3. 結論 為了針對各種 LED 燈規范和 LED 特性提高靈活性和兼容性，本文介紹了覆蓋較寬輸出電壓范圍的 LED 驅動器。Fairchild 的 PSR 控制器 FL7733 提供出色的高 PF 和低 THD 性能，并在非常寬的輸出電壓范圍內提供恒流調節。此外，本文中設計的 LED 驅動器可用于具有簡單設計和較低成本的各種 LED 照明燈具。 |
