實(shí)際上，變換器工作的時(shí)候，電路中會(huì)有產(chǎn)生高頻的dv/dt節(jié)點(diǎn)和di/dt環(huán)路，最終在變換器的輸入和輸出端之間形成一個(gè)高頻的共模電壓VA（如圖1所示），而變換器的輸入與輸出線相當(dāng)于一對(duì)雙極天線（Dipole Antenna）。這個(gè)高頻的共模電壓會(huì)在輸入、輸出線上激勵(lì)出高頻的共模電流iA，并以電磁場(chǎng)的形式向外輻射能量。因此，如圖1所示，依照戴維南定理，變換器的輻射模型可以簡(jiǎn)化成一個(gè)電壓源及其串聯(lián)的阻抗。
圖1：電力電子變換器輻射EMI模型。
因此，如果想準(zhǔn)確構(gòu)建輻射模型并預(yù)測(cè)輻射EMI，必須知道模型中的關(guān)鍵參數(shù)，包括噪聲源VS，激勵(lì)電壓VA，激勵(lì)出的電流iA，源阻抗RS、XS，以及天線阻抗等。
最后，在輻射EMI測(cè)量中，實(shí)際測(cè)到的是變換器在一定距離外的某點(diǎn)產(chǎn)生的電磁場(chǎng)強(qiáng)度。以電場(chǎng)為例，在距離變換器為r的位置，電場(chǎng)強(qiáng)度的最大值Emax可以由（1）式得到：
其中，VS代表噪聲源，η為波阻抗，D為方向性，表示該方向上的最大功率密度與半徑為r的球面平均功率密度之比，可以通過測(cè)量或者仿真得到。
因此，我們可以看出，想預(yù)測(cè)輻射的最終結(jié)果，我們需要得到準(zhǔn)確的噪聲電壓，共模電流以及阻抗。
下文從這三個(gè)方面，以一個(gè)反激變換器為例，來談?wù)撛鯓拥玫綔?zhǔn)確的測(cè)量結(jié)果。
2.反激變換器高頻共模電流的測(cè)量
下圖左圖為反激變換器的拓?fù)浼肮材ｋ娏髀窂健?/font>
在共模路徑上，原邊主要有共模濾波器，整流橋，電解電容等；共模電流通過變壓器流到副邊，并流到輸出線上。其中，整流橋的結(jié)電容在高頻的時(shí)候阻抗很小，基本可以認(rèn)為是短路；輸入及輸出的電解電容的阻抗也很小，高頻的時(shí)候也可以認(rèn)為短路。因此，輸入線和輸出線可以認(rèn)為是電路中的兩個(gè)節(jié)點(diǎn)（圖中的b點(diǎn)與a點(diǎn)），并得到如圖3右圖所示的等效模型。其中VCM為等效的噪聲電壓源，我們會(huì)在下一節(jié)中詳細(xì)分析，ZCMTrans和ZCMConv分別代表變壓器共模阻抗和回路上其他元件（如PCB走線，濾波器等）的共模阻抗。從圖中可以看出，輸入輸出線上同方向的電流即為要測(cè)的共模電流ICM。
圖4即為共模電流的傳統(tǒng)測(cè)法：高頻電流鉗同時(shí)鉗住輸入的火線與零線，并通過同軸線連接至頻譜分析儀，得到共模電流的頻譜。然而，這個(gè)測(cè)量方法會(huì)有兩個(gè)誤差。
圖4：共模電流的傳統(tǒng)測(cè)試方法。
其一在于，工作中的變換器與同軸線之間會(huì)有耦合（包括通過dv/dt節(jié)點(diǎn)與同軸線之間的電場(chǎng)耦合，以及變換器與大地之間的di/dt環(huán)路與同軸線之間的磁場(chǎng)耦合），會(huì)引入測(cè)量誤差。圖5中的a圖分析了電場(chǎng)耦合產(chǎn)生的誤差；其二在于，輸入線的接地阻抗（Zg），即零線與大地之間的阻抗，是隨著環(huán)境變化的，這個(gè)阻抗回路會(huì)對(duì)共模電流起到分流的作用，導(dǎo)致在不同環(huán)境下測(cè)試結(jié)果不一致，如圖5中的b圖所示。
因此，為了解決這一問題，我們提出了如下圖所示的改進(jìn)方法。即在同軸線以及輸入線的前端加多個(gè)磁環(huán)。磁環(huán)可在輻射頻率段（30MHz~1GHz）提供高達(dá)數(shù)千歐姆的阻抗，從而有效避免耦合和接地阻抗帶來的影響，由于測(cè)量的共模電流對(duì)于測(cè)試的同軸線來說，是一個(gè)差模信號(hào)，因此它不會(huì)受到磁環(huán)影響。
圖6：共模電流的改進(jìn)測(cè)試方法。
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